Последние разработки умзч на транзисторах. Настройка усилителя мощности ланзар - принципиальная схема усилителя мощности, описание принципиальной схемы, рекомендации по сборке и регулировке. Материал по Высококачественному ПУ

Виктор Жуковский, г. Красноармейск Донецкой обл.

УМЗЧ ВВ-2010 — новая раз­работка из широко известной ли­нейки усилителей УМЗЧ BB (вы­сокой верности) [ 1; 2; 5]. На ряд использованных технических ре­шений оказали влияние работы Агеева СИ. .

Усилитель обеспечивает Kr порядка 0,001% на частоте 20 кГц при Рвых = 150 Вт на нагрузке 8 Ом, полоса частот малого сигна­ла по уровню -3 дБ — 0 Гц … 800 кГц, скорость нарастания выход­ного напряжения -100 В/мкс, от­ношение сигнал/шум и сигнал/ фон -120 дБ.

Благодаря применению ОУ, работающего в облегчённом ре­жиме, а также использованию в усилителе напряжения только каскадов с OK и ОБ, охваченных глубокими местными ООС, УМЗЧ BB отличается высокой линейно­стью ещё до охвата общей ООС. В самом первом усилителе высо­кой верности ещё в 1985 году были применены решения, до тех пор использовавшиеся только в измерительной техни­ке: режимы по постоянному току поддерживает отдельный сер­висный узел, для снижения уровня интерфейсных искажений охвачено общей обратной отрицательной связью переходное сопротивление контактной группы реле коммутации АС, а спе­циальный узел эффективно компенсирует влияние на эти ис­кажения сопротивления кабелей АС. Традиция сохранилась и в УМЗЧ ВВ-2010, вместе с тем общая ООС охватывает и со­противление выходного ФНЧ.

В абсолютном большинстве конструкций других УМЗЧ, как профессиональных, так и любительских, многие их этих реше­ний отсутствуют до сих пор. Вместе с тем высокие техничес­кие характеристики и аудиофильские достоинства УМЗЧ BB достигнуты простыми схемотехническими решениями и мини­мумом активных элементов. По сути, это сравнительно неслож­ный усилитель: один канал не торопясь можно собрать за пару дней, а настройка заключается лишь в установке необходимо­го тока покоя выходных транзисторов. Специально для начи­нающих радиолюбителей разработана методика поузловой, покаскадной проверки работоспособности и наладки, пользу­ясь которой можно гарантированно локализовать места воз­можных ошибок и предотвратить их возможные последствия ещё до полной сборки УМЗЧ. На все возможные вопросы по этому или подобным усилителям есть подробные объяснения, как на бумажных носителях, так и в Интернете.

На входе усилителя предусмотрен ФВЧ R1C1 с частотой среза 1,6 Гц, рис.1. Но эффективность работы устройства ста­билизации режимов позволяет усилителю работать со вход­ным сигналом, содержащим до 400 мВ напряжения постоян­ной составляющей. Поэтому С1 исключён, что реализует из­вечную аудиофильскую мечту о тракте без конденсаторов © и заметно улучшает звучание усилителя.

Ёмкость конденсатора С2 входного ФНЧ R2C2 выбрана так, чтобы частота среза входного ФНЧ с учётом выходного сопро­тивления предусилителя 500 Ом -1 кОм находилась в преде­лах от 120 до 200 кГц. На вход ОУ DA1 вынесена цепь частот­ной коррекции R3R5C3, ограничивающая полосу отрабатыва­емых гармоник и помех, поступающих по цепи ООС со сторо­ны выхода УМЗЧ, полосой 215 кГц по уровню -3 дБ и повыша­ющая устойчивость усилителя. Эта цепь позволяет уменьшить разностный сигнал выше частоты среза цепи и тем исключить напрасную перегрузку усилителя напряжения сигналами вы­сокочастотных наводок, помех и гармоник, устраняя возмож­ность возникновения динамических интермодуляционных ис­кажений (TIM; DIM).

Далее сигнал поступает на вход малошумящего операци­онного усилителя с полевыми транзисторами на входе DA1. Много «претензий» к УМЗЧ BB предъявляются оппонентами по поводу применения на входе ОУ, якобы ухудшающего ка­чество звучания и «крадущего виртуальную глубину» звука. В связи с этим необходимо обратить внимание на некоторые вполне очевидные особенности работы ОУ в УМЗЧ ВВ.

Операционные усилители предварительных усилителей, послеЦАПовые ОУ вынуждены развивать несколько вольт вы­ходного напряжения. Поскольку коэффициент усиления ОУ невелик и составляет от 500 до 2.000 раз на 20 кГц, это указы­вает на их работу с относительно большим напряжением раз­ностного сигнала — от нескольких сот микровольт на НЧ до не­скольких милливольт на 20 кГц и высокую вероятность внесе­ния входным каскадом ОУ интермодуляционных искажений. Выходное напряжение этих ОУ равно выходному напряжению последнего каскада усиления напряжения, выполненного обыч­но по схеме с ОЭ. Выходное напряжение в несколько вольт говорит о работе этого каскада с довольно большими входны­ми и выходными напряжениями, и как следствие — внесении им искажений в усиливаемый сигнал. ОУ нагружен на сопро­тивление параллельно включенных цепи ООС и нагрузки, со­ставляющее иногда несколько килоом, что требует от выход­ного повторителя усилителя выходного тока до нескольких миллиампер. Поэтому изменения тока выходного повторите­ля ИМС, выходные каскады которой потребляют ток не более 2 мА, довольно значительны, что также указывает на внесение ими искажений в усиливаемый сигнал. Видим, что входной каскад, каскад усиления напряжения и выходной каскад ОУ могут вносить искажения.

А вот схемотехника усилителя высокой верности благода­ря высоким усилению и входному сопротивлению транзистор­ной части усилителя напряжения обеспечивает весьма щадя­щие условия работы ОУ DA1. Судите сами. Даже в развившем номинальное выходное напряжение 50 В УМЗЧ входной диф­ференциальный каскад ОУ работает с разностными сигнала­ми напряжением от 12 мкВ на частотах 500 Гц до 500 мкВ на частоте 20 кГц. Соотношение высокой входной перегрузочной способности дифкаскада, выполненного на полевых транзис­торах, и мизерного напряжения разностного сигнала обеспе­чивает высокую линейность усиления сигнала. Выходное на­пряжение ОУ не превышает 300 мВ. что говорит о малом входном напряжении каскада усиления напряжения с общим эмит­тером из состава операционного усилителя — до 60 мкВ — и линейном режиме его работы. Выходной каскад ОУ отдаёт в нагрузку порядка 100 кОм со стороны базы VT2 переменный ток не более 3 мкА. Следовательно, выходной каскад ОУ тоже работает в предельно облегчённом режиме, практически на холостом ходу. На реальном музыкальном сигнале напряже­ния и токи большую часть времени на порядок меньше приве­денных значений.

Из сравнения напряжений разностного и выходного сиг­налов, а также тока нагрузки видно, что в целом операцион­ный усилитель в УМЗЧ BB работает в сотни раз более лёгком, а, значит, и линейном режиме, чем режим ОУ предусилителей и послеЦАПовых ОУ CD-проигрывателей, служащих источни­ками сигнала для УМЗЧ с любой глубиной ООС, а также и вов­се без оной. Следовательно, один и тот же ОУ будет вносить в составе УМЗЧ BB гораздо меньшие искажения, чем в одиноч­ном включении.

Изредка встречается мнение, что вносимые каскадом ис­кажения неоднозначно зависят от напряжения входного сиг­нала. Это ошибка. Зависимость проявления нелинейности кас­када от напряжения входного сигнала может подчиняться тому или иному закону, но она всегда однозначна: увеличение это­го напряжения никогда не приводит к уменьшению вносимых искажений, а только к увеличению.

Известно, что уровень продуктов искажений, приходящийся на данную частоту, снижается пропорционально глубине от­рицательной обратной связи для этой частоты. Коэффициент усиления холостого хода, до охвата усилителя ООС, на низ­ких частотах ввиду малости входного сигнала измерить невоз­можно. Согласно расчётам, развиваемое до охвата ООС уси­ление холостого хода позволяет достичь глубины ООС 104 дБ на частотах до 500 Гц. Измерения для частот, начиная с 10 кГц, показывают, что глубина ООС на частоте 10 кГц достига­ет 80 дБ, на частоте 20 кГц — 72 дБ, на частоте 50 кГц — 62 дБ и 40 дБ — на частоте 200 кГц. На рис.2 показаны амплитудно-частотные характеристики УМЗЧ ВВ-2010 и, для сравнения, сходного по сложности УМЗЧ Леонида Зуева .

Высокое усиление до охвата ООС — основная особенность схемотехники усилителей ВВ. Поскольку целью всех схемотех­нических ухищрений является достижение высокой линейнос­ти и большого усиления для ведения глубокой ООС в макси­мально широкой полосе частот, это означает, что подобными структурами исчерпываются схемотехнические методы совер­шенствования параметров усилителей. Дальнейшее снижение искажений может быть обеспечено только конструктивными мерами, направленными на уменьшение наводок гармоник выходного каскада на входные цепи, особенно — на цепь ин­вертирующего входа, усиление от которой максимально.

Ещё одна особенность схемотехники УМЗЧ BB заключает­ся в токовом управлении выходным каскадом усилителя на­пряжения. Входной ОУ управляет каскадом преобразования напряжение-ток, выполненным с OK и ОБ, а полученный ток вычитается из тока покоя каскада, выполненного по схеме с ОБ.

Применение линеаризирующего резистора R17 сопротив­лением 1 кОм в дифференциальном каскаде VT1, VT2 на тран­зисторах разной структуры с последовательным питанием по­вышает линейность преобразования выходного напряжения ОУ DA1 в ток коллектора VT2 созданием местной ООС глубиной 40 дБ. Это можно видеть из сравнения суммы собственных сопротивлений эмиттеров VT1, VT2 — примерно по 5 Ом — с сопротивлением R17, или суммы тепловых напряжений VT1, VT2 — около 50 мВ — с падением напряжения на сопротивлении R17, составляющем 5,2 — 5,6 В.

У построенных по рассматриваемой схемотехнике усили­телей наблюдается резкий, 40 дБ на декаду частоты, спад уси­ления свыше частоты 13…16 кГц. Сигнал ошибки, представля­ющий собой продукты искаже­ний, на частотах выше 20 кГц на два-три порядка меньше полез­ного звукового сигнала. Это даёт возможность конвертировать из­быточную на этих частотах линей­ность дифкаскада VT1, VT2 в по­вышение коэффициента усиле­ния транзисторной части УН. Вви­ду незначительных изменений тока дифкаскада VT1, VT2 при усилении слабых сигналов его линейность с уменьшением глу­бины местной ООС существенно не ухудшается, а вот работа ОУ DA1, от режима работы которого на этих частотах зависит линей­ность всего усилителя, запас уси­ления облегчит, так как все на­пряжения, определяющие вноси­мые операционным усилителем искажения, начиная от разно­стного сигнала до выходного, уменьшаются пропорционально выигрышу в усилении на данной частоте.

Цепи коррекции на опереже­ние по фазе R18C13 и R19C16 оп­тимизировались в симуляторе с целью уменьшить разностное на­пряжение ОУ до частот в несколь­ко мегагерц. Удалось повысить усиление УМЗЧ ВВ-2010 по срав­нению с УМЗЧ ВВ-2008 на часто­тах порядка нескольких сот кило­герц. Выигрыш в усилении соста­вил 4 дБ на частоте 200 кГц, 6 -на 300 кГц, 8,6 — на 500 кГц, 10,5 дБ — на 800 кГц, 11 дБ — на 1 МГц и от 10 до 12 дБ — на частотах выше 2 МГц. Это видно из результатов симуляции, рис.3, где нижняя кривая относится к АЧХ цепи коррекции на опережения УМЗЧ ВВ-2008, а верхняя -УМЗЧ ВВ-2010.

VD7 защищает эмиттерный переход VT1 от обратного на­пряжения, возникающего вследствие протекания токов пере­зарядки С13, С16 в режиме ограничения выходного сигнала УМЗЧ по напряжению и возникающих при этом предельных напряжениях с высокой скоростью изменения на выходе ОУ DA1.

Выходной каскад усилителя напряжения выполнен на тран­зисторе VT3, включенном по схеме с общей базой, что исклю­чает проникновение сигнала из выходных цепей каскада во входные и повышает его устойчивость. Каскад с ОБ, нагру­женный на генератор тока на транзисторе VT5 и входное со­противление выходного каскада, развивает высокое устойчи­вое усиление — до 13.000…15.000 раз. Выбор сопротивления резистора R24 вдвое меньшим сопротивления резистора R26 гарантирует равенство токов покоя VT1, VT2 и VT3, VT5. R24, R26 обеспечивают местные ООС, уменьшающие действие эффекта Эрли — изменение п21э в зависимости от коллектор­ного напряжения и повышают исходную линейность усилите­ля на 40 дБ и 46 дБ соответственно. Питание УН отдельным напряжением, по модулю на 15 В выше напряжения выходных каскадов, позволяет устранить эффект квазинасыщения тран­зисторов VT3, VT5, проявляющийся в уменьшении п21э при снижении напряжения коллектор-база ниже 7 В.

Трёхкаскадный выходной повторитель собран на биполяр­ных транзисторах и особых комментариев не требует. Не пы­тайтесь бороться с энтропией ©, экономя на токе покоя вы­ходных транзисторов. Он не должен быть менее 250 мА; в ав­торском варианте — 320 мА.

До срабатывания реле включения AC К1 усилитель охва­чен ООС1, реализованной включением делителя R6R4. Точ­ность соблюдения сопротивления R6 и согласованность этих сопротивлений в разных каналах не существенна, но для со­хранения устойчивости усилителя важно, чтобы сопротивле­ние R6 не было намного ниже суммы сопротивлений R8 и R70. Срабатыванием реле К1 ООС1 отключается и в работу всту­пает цепь ООС2, образованная R8R70C44 и R4, и охватываю­щая контактную группу К1.1, где R70C44 исключает выходной ФНЧ R71L1 R72C47 из цепи ОООС на частотах выше 33 кГц. Частотнозависимая ООС R7C10 формирует спад АЧХ УМЗЧ до выходного ФНЧ на частоте 800 кГц по уровню -3 дБ и обес­печивает запас по глубине ООС выше этой частоты. Спад АЧХ на клеммах AC выше частоты 280 кГц по уровню -3 дБ обеспе­чен совместным действием R7C10 и выходного ФНЧ R71L1 -R72C47.

Резонансные свойства громкоговорителей приводят к из­лучению диффузором затухающих звуковых колебаний, при­звуков после импульсного воздействия и генерации собствен­ного напряжения при пересечении витками катушки громко­говорителя линий магнитного поля в зазоре магнитной систе­мы. Коэффициент демпфирования показывает, как велика амплитуда колебаний диффузора и сколь быстро они затуха­ют при нагрузке AC как генератора на полное сопротивление со стороны УМЗЧ. Этот коэффициент равен отношению сопро­тивления AC к сумме выходного сопротивления УМЗЧ, пере­ходного сопротивления контактной группы реле коммутации АС, сопротивления намотанной обычно проводом недостаточ­ного диаметра катушки индуктивности выходного ФНЧ, пере­ходного сопротивления зажимов кабелей AC и сопротивления собственно кабелей АС.

Кроме того, полное сопротивление акустических систем нелинейно. Протекание искажённых токов по проводам кабе­лей AC создаёт падение напряжения с большой долей нели­нейных искажений, также вычитающееся из неискажённого вы­ходного напряжения усилителя. Поэтому сигнал на зажимах AC искажён гораздо больше, чем на выходе УМЗЧ. Это так называемые интерфейсные искажения.

Для уменьшения этих искажений применена компенсация всех составляющих полного выходного сопротивления усили­теля. Собственное выходное сопротивление УМЗЧ вместе с переходным сопротивлением контактов реле и сопротивлени­ем провода катушки индуктивности выходного ФНЧ уменьше­но действием глубокой общей ООС, взятой с правого вывода L1. Кроме того, подключением правого вывода R70 к «горя­чей» клемме AC можно легко организовать компенсацию пе­реходного сопротивления зажима кабеля AC и сопротивления одного из проводов АС, не опасаясь генерации УМЗЧ из-за фазовых сдвигов в охваченных ООС проводах.

Узел компенсации сопротивления проводов AC выполнен в виде инвертирующего усилителя с Ky = -2 на ОУ DA2, R10, С4, R11 и R9. Входным напряжением для этого усилителя слу­жит падение напряжения на «холодном» («земляном») прово­де АС. Поскольку его сопротивление равно сопротивлению «горячего» провода кабеля АС, для компенсации сопротивле­ния обоих проводов достаточно удвоить напряжение на «хо­лодном» проводе, инвертировать его и через резистор R9 с сопротивлением, равным сумме сопротивлений R8 и R70 цепи ООС, подать на инвертирующий вход ОУ DA1. Тогда выход­ное напряжение УМЗЧ увеличится на сумму падений напря­жений на проводах АС, что равносильно устранению влияния их сопротивления на коэффициент демпфирования и уровень интерфейсных искажений на зажимах АС. Компенсация паде­ния на сопротивлении проводов AC нелинейной составляющей противоЭДС громкоговорителей особенно нужна на нижних частотах звукового диапазона. Напряжение сигнала на ВЧ-громкоговорителе ограничивается подключенными последова­тельно с ним резистором и конденсатором. Их комплексное сопротивление гораздо больше сопротивления проводов ка­беля АС, поэтому компенсация этого сопротивления на ВЧ лишена смысла. Исходя из этого интегрирующая цепь R11C4 ограничивает полосу рабочих частот компенсатора значени­ем 22 кГц.

Особо следует заметить: сопротивление «горячего» про­вода кабеля AC может компенсироваться путём охвата его общей ООС подключением правого вывода R70 специальным проводом к «горячей» клемме АС. В этом случае понадобится компенсация только сопротивления «холодного» провода AC и коэффициент усиления компенсатора сопротивления прово­дов необходимо уменьшить до значения Ку=-1 выбором со­противления резистора R10 равным сопротивлению резисто­ра R11.

Узел токовой защиты предотвращает повреждение выход­ных транзисторов при коротких замыканиях в нагрузке. Дат­чиком тока служат резисторы R53 — R56 и R57 — R60, чего впол­не достаточно. Протекание через эти резисторы выходного тока усилителя создаёт падение напряжения, которое прикла­дывается к делителю R41R42. Напряжение со значением боль­ше порогового открывает транзистор VT10, а его коллектор­ный ток открывает VT8 триггерной ячейки VT8VT9. Эта ячейка переходит в устойчивое состояние с открытыми транзистора­ми и шунтирует цепь HL1VD8, уменьшая ток через стабилит­рон до нуля и запирая VT3. Разрядка С21 небольшим током базы VT3 может занять несколько миллисекунд. После сраба­тывания триггерной ячейки напряжение на нижней обкладке С23, заряженного напряжением на светодиоде HL1 до 1,6 В, повышается с уровня -7,2 В от положительной шины питания УН до уровня -1,2 B 1 напряжение на верхней обкладке этого конденсатора также повышается на 5 В. С21 быстро разряжа­ется через резистор R30 на С23, транзистор VT3 запирается. Тем временем открывается VT6 и через R33, R36 открывает VT7. VT7 шунтирует стабилитрон VD9, разряжает через R31 конденсатор С22 и запирает транзистор VT5. Не получая на­пряжения смещения, транзисторы выходного каскада также запираются.

Восстановление исходного состояния триггера и включе­ние УМЗЧ производится нажатием на кнопку SA1 «Сброс за­щиты». С27 заряжается током коллектора VT9 и шунтирует цепь базы VT8, запирая триггерную ячейку. Если к этому моменту аварийная ситуация устранена и VT10 заперт, ячейка перехо­дит в состояние с устойчиво закрытыми транзисторами. Зак­рываются VT6, VT7, на базы VT3, VT5 подаётся опорное на­пряжение и усилитель входит в рабочий режим. Если корот­кое замыкание в нагрузке УМЗЧ продолжается, защита сра­батывает вновь, даже если конденсатор С27 подключен SA1. Защита работает настолько эффективно, что во время работ по настройке коррекции усилитель несколько раз обесточи­вался для мелких перепаек …прикосновением к неинвертиру-ющему входу. Возникающее самовозбуждение приводило к увеличению тока выходных транзисторов, а защита отключа­ла усилитель. Хотя нельзя предлагать этот грубый метод как правило, но благодаря токовой защите он не причинил вреда выходным транзисторам.

Работа компенсатора сопротивления кабелей АС.

Эффективность работы компенсатора УМЗЧ ВВ-2008 про­верялась старым аудиофильским методом, на слух, коммута­цией входа компенсатора между компенсирующим проводом и общим проводом усилителя. Улучшение звука было явно за­метно, да и будущему хозяину не терпелось получить усили­тель, поэтому измерений влияния компенсатора не проводи­лось. Преимущества схемы с «кабелечисткой» были столь оче­видны, что конфигурация «компенсатор+интегратор» была при­нята как стандартный узел для установки во всех разрабаты­ваемых усилителях.

Удивительно, сколь много излишних споров вокруг полез­ности/ненужности компенсации сопротивления кабелей раз­горелось в Интернете. Как водится, особенно настаивали на прослушивании нелинейного сигнала те, кому предельно про­стая схема кабелечистки казалась сложной и непонятной, зат­раты на неё — непомерными, а установка — трудоёмкой ©. Выс­казывались даже предложения, что, раз уж тратится столь мно­го средств на сам усилитель, то грех экономить на святом, а нужно пойти наилучшим, гламурным путём, каким ходит всё цивилизованное человечество и …приобрести нормальные, че­ловеческие © сверхдорогие кабели из драгметаллов. К мое­му большому удивлению, масла в огонь подлили заявления весьма уважаемых специалистов о ненужности узла компен­сации в домашних условиях, в том числе тех специалистов, которые в своих усилителях этот узел с успехом применяют. Весьма прискорбно, что многие коллеги-радиолюбители с не­доверием отнеслись к сообщениям о повышении качества зву­чания на НЧ и СЧ с включением компенсатора, изо всех сил избегали этого простого пути улучшения работы УМЗЧ, чем обокрали сами себя.

Для документализации истины было проведено небольшое исследование. От генератора ГЗ-118 на УМЗЧ ВВ-2010 был подан ряд частот в районе резонансной частоты АС, напряже­ние контролировалось осциллографом С1-117, а Kr на клеммах AC измерялся ИНИ С6-8, рис.4. Резистор R1 установлен во избежание наводок на вход компенсатора во время пере­ключения его между контрольным и общим проводом. В экс­перименте использовались распространённые и общедоступ­ные кабели AC длиной 3 м и сечением жилы 6 кв. мм, а также акустическая система GIGA FS Il с диапазоном частот 25 -22.000 Гц, номинальным сопротивлением 8 Ом и номиналь­ной мощностью 90 Вт фирмы Acoustic Kingdom.

К сожалению, схемотехника усилителей сигнала гармоник из состава С6-8 предусматривает применение оксидных кон­денсаторов высокой ёмкости в цепях ООС. Это приводит к влиянию низкочастотных шумов этих конденсаторов на разре­шение прибора на низких частотах, вследствие чего его раз­решение на НЧ ухудшается. При измерении Kr сигнала частотой 25 Гц от ГЗ-118 напрямую С6-8 по­казания прибора пляшут вокруг значе­ния 0,02%. Обойти это ограничение с помощью режекторного фильтра гене­ратора ГЗ-118 в случае с измерением эффективности компенсатора не пред­ставляется возможным, т.к. ряд дискрет­ных значений частот настройки 2Т-филь-тра ограничен на НЧ значениями 20,60, 120, 200 Гц и не позволяет измерять Kr на интересующих нас частотах. Поэто­му, скрепя сердце, уровень в 0,02% был принят как нулевой, эталонный.

На частоте 20 Гц при напряжении на клеммах AC 3 В ампл., что соответству­ет выходной мощности 0,56 Вт на на­грузке 8 Ом, Kr составил 0,02% со вклю­ченным компенсатором и 0,06% — после его отключения. При напряжении 10 В ампл, что соответствует выходной мощ­ности 6,25 Вт, значение Kr 0,02% и 0,08% соответственно, при напряжении 20 В ампл и мощности 25 Вт — 0,016% и 0,11%, а при напряжении 30 В ампл и мощности 56 Вт — 0,02% и 0,13%.

Зная облегчённое отношение изго­товителей импортной аппаратуры к зна­чениям надписей, касающихся мощно­сти, а также помня чудесное, после при­нятия западных стандартов, превраще­ние акустической системы 35АС-1 с мощностью низкочастотного громкого­ворителя 30 Вт в S-90, долговременная мощность более 56 Вт на AC не подавалась.

На частоте 25 Гц при мощности 25 Вт Kr составил 0,02% и 0,12% с вклю­ченным/выключенным узлом компенса­ции, а при мощности 56 Вт — 0,02% и 0,15%.

Заодно была проверена необходимость и эффективность охвата выходного ФНЧ общей ООС. На частоте 25 Гц при мощ­ности 56 Вт и включенном последовательно в один из прово­дов кабеля AC выходного RL-RC ФНЧ, подобного установлен­ному в сверхлинейном УМЗЧ , Kr с выключенным компенса­тором достигает 0,18%. На частоте 30 Гц при мощности 56 Вт Kr 0,02% и 0,06% с включенным/выключенным узлом компен­сации. На частоте 35 Гц при мощности 56 Вт Kr 0,02% и 0,04% с включенным/выключенным узлом компенсации. На частотах 40 и 90 Гц при мощности 56 Вт Kr 0,02% и 0,04% с включен­ным/выключенным узлом компенсации, а на частоте 60 Гц -0,02% и 0,06%.

Выводы очевидны. Наблюдается наличие нелинейных ис­кажений сигнала на клеммах АС. Отчётливо фиксируется ухуд­шение линейности сигнала на клеммах AC с включением её через нескомпенсированное, не охваченное ООС сопротивле­ние ФНЧ, содержащего 70 см сравнительно тонкого провода. Зависимость уровня искажений от подводимой к AC мощнос­ти позволяет предположить, что он зависит от соотношения мощности сигнала и номинальной мощности НЧ-громкогово-рителей АС. Искажения наиболее ярко выражены на частотах вблизи резонансной. Генерируемая динамиками в ответ на воздействие звукового сигнала противоЭДС шунтируется сум­мой выходного сопротивления УМЗЧ и сопротивления прово­дов кабеля АС, поэтому уровень искажений на клеммах AC прямо зависит от сопротивления этих проводов и выходного сопротивления усилителя.

Диффузор плохо демпфированного низкочастотного гром­коговорителя сам по себе излучает призвуки, и, кроме того, этот громкоговоритель генерирует широкий хвост продуктов нелинейных и интермодуляционных искажений, которые вос­производит громкоговоритель среднечастотный. Этим и объяс­няется ухудшение звучания на средних частотах.

Несмотря на принятое вследствие неидеальности ИНИ допущение нулевого уровня Kr в 0,02%, влияние компенсато­ра сопротивления кабелей на искажения сигала на клеммах AC отмечается отчётливо и однозначно. Можно констатиро­вать полное соответствие выводов, сделанных после прослу­шивания работы узла компенсации на музыкальном сигнале, и результатов инструментальных измерений.

Улучшение, явно слышимое при включении кабелечистки, может быть объяснено тем, что с исчезновением искажений на клеммах AC среднечастотный громкоговоритель прекраща­ет воспроизводить всю эту грязь. Видимо, поэтому, за счёт уменьшения или исключения воспроизведения искажений среднечастотным громкоговорителем двухкабельная схема включения АС, т.н. «бивайринг», когда НЧ и СЧ-ВЧ звенья под­ключаются разными кабелями, имеет преимущество в звуке по сравнению с однокабельной схемой. Впрочем, поскольку в двухкабельной схеме искажённый сигнал на клеммах НЧ-сек-ции AC никуда не исчезает, эта схема проигрывает варианту с компесатором по коэффициенту демпирования свободных колебаний диффузора низкочастотного громкоговорителя.

Физику не обманешь, и для приличного звучания недоста­точно получить блестящие показатели на выходе усилителя при активной нагрузке, но необходимо также не потерять линей­ность после доставки сигнала на клеммы АС. В составе хоро­шего усилителя совершенно необходим компенсатор, выпол­ненный по той или иной схеме.

Интегратор.

Также была проверена эффективность и возможности уменьшения погрешности интегратора на DA3. В УМЗЧ BB с ОУ TL071 выходное постоянное напряжение находится в пре­делах 6…9 мВ и уменьшить это напряжение включением до­полнительного резистора в цепь неинвертирующего входа не удалось.

Действие низкочастотных шумов, характерных для ОУ с ПТ-входом, вследствие охвата глубокой ООС через частотноза-висимую цепь R16R13C5C6 проявляется в виде нестабильно­сти выходного напряжения величиной в несколько милливольт, или -60 дБ относительно выходного напряжения при номиналь­ной выходной мощности, на частотах ниже 1 Гц, не воспроиз­водимых АС.

В интернете упоминалось о низком сопротивлении защит­ных диодов VD1…VD4, что, якобы, вносит погрешность в работу интегратора из-за образования делителя (R16+R13)/R VD2|VD4. . Дляпроверки обратного сопротивления защитных диодов была собрана схема рис. 6. Здесь ОУ DA1, включенный по схеме ин­вертирующего усилителя, охва­чен ООС через R2, его выход­ное напряжение пропорцио­нально току в цепи проверяемо­го диода VD2 и защитного ре­зистора R2 с коэффициентом 1 мВ/нА, а сопротивлению цепи R2VD2 — с коэффициентом 1 мВ/15 ГОм. Чтобы исключить влияние аддитивных погрешно­стей ОУ — напряжения смеще­ния и входного тока на результаты измерения тока утечки ди­ода, необходимо вычислить только разность между собствен­ным напряжением на выходе ОУ, измеренным без проверяе­мого диода, и напряжением на выходе ОУ после его установ­ки. Практически разница выходных напряжений ОУ в несколь­ко милливольт даёт значение обратного сопротивления диода порядка десяти — пятнадцати гигаом при обратном напряже­нии 15 В. Очевидно, что ток утечки не станет больше с умень­шением напряжения на диоде до уровня нескольких милли­вольт, характерного для разностного напряжения ОУ интегра­тора и компенсатора.

А вот фотоэффект, свойственный диодам, помещённым в стекляный корпус, действительно приводит к значительному изменению выходного напряжения УМЗЧ. При освещении их лампой накаливания в 60 Вт с расстояния 20 см постоянное напряжение на выходе УМЗЧ возрастало до 20…3O мВ. Хотя вряд ли внутри корпуса усилителя может наблюдаться сходный уровень освещённости, капля краски, нанесённая на эти диоды, устранила зависимость режимов УМЗЧ от освещенности. Согласно результатам симуляции, спад АЧХ УМЗЧ не на­блюдается даже на частоте 1 миллигерц. Но уменьшать посто­янную времени R16R13C5C6 не следует. Фазы переменных напряжений на выходах интегратора и компенсатора проти­воположны, и с уменьшением ёмкости конден­саторов или сопротивления резисторов интег­ратора увеличение его выходного напряжения может ухудшить компенсацию сопротивления кабелей АС.

Сравнение звучания усилителей. Звучание собранного усилителя сравнива­лось со звучанием нескольких зарубежных уси­лителей промышленного производства. Источ­ником служил CD-проигрыватель фирмы «Кем­бридж Аудио», для раскачки и регулировки уровня звука оконечных УМЗЧ применялся предварительный усилитель «Радиотехника УП-001», у «Sugden А21а» и NAD С352 использова­лись штатные органы регулировки.

Первым проверили легендарный, эпатажный и чертовски дорогой английский УМЗЧ «Sugden А21а», работающий в классе А с вы­ходной мощностью 25 Вт. Что примечательно, в сопроводительной документации на усь анг­личане сочли за благо уровень нелинейных ис­кажений не указывать. Дескать, не в искажени­ях дело, а в духовности. «Sugden А21а>» проиг­рал УМЗЧ ВВ-2010 при сопоставимой мощнос­ти как по уровню, так и по чёткости, увереннос­ти, благородству звучания на низких частотах. Это и не удивительно, учитывая особенности его схемотехники: всего лишь двухкаскадный квазисимметричный выходной повторитель на транзисторах одной структуры, собранный по схемотехнике 70-х годов прошлого столетия с относительно высоким выходным сопротивле­нием и включенным на выходе ещё более уве­личивающим полное выходное сопротивление электролитическим конденсатором — это после­днее решение само по себе ухудшает звучание любых усилителей на низких и средних часто­тах. На средних и высоких частотах УМЗЧ BB показал более высокую детализацию, прозрач­ность и отличную проработку сцены, когда пев­цы, инструменты могли быть чётко локализова­ны по звуку. Кстати, к слову о корреляции объективных данных измерений и субъективных впечатлений от звучания: в одной из журналь­ных статей конкурентов Sugden-a его Kr опре­делялся на уровне 0,03% на частоте 10 кГц.

Следующим был тоже английский усили­тель NAD С352. Общее впечатление было тем же: ярко выраженный «ведёрный» звук англи­чанина на НЧ не оставил ему никаких шансов, тогда как работа УМЗЧ BB была признана бе­зукоризненной. В отличие от NADa, звучание которого ассоциировалось с густым кустарни­ком, шерстью, ватой, звучание ВВ-2010 на сред­них и высоких частотах позволяло отчётливо различать голоса исполнителей в общем хоре и инструментов в оркестре. В работе NAD С352 явно выражался эффект лучшей слышимости более голосистого исполнителя, более громко­го инструмента. Как выразился сам хозяин уси­лителя, в звуке УМЗЧ BB вокалисты не «закри-кивали» друг друга, а скрипка не сражалась в силе звука с гитарой или трубой, но все инст­рументы мирно и гармонично «дружили» в об­щем звуковом образе мелодии. На высоких ча­стотах УМЗЧ ВВ-2010, по словам образно мыс­лящих аудиофилов, звучит так, «как будто ри­сует звук тонкой-тонкой кисточкой». Эти эффек­ты можно отнести к разнице в интермодуляци­онных искажениях усилителей.

Звучание УМЗЧ Rotel RB 981 было сходно со звучанием NAD С352, за исключением лучшей работы на низких частотах, всё же УМЗЧ ВВ-2010 в чёткости управления AC на низ­ких частотах, а также прозрачности, деликатности звучания на средних и высоких частотах оставался вне конкуренции.

Самым интересным в плане понимания образа мышления аудиофилов было общее мнение, что, несмотря на превосход­ство над этими тремя УМЗЧ, они привносят в звук «теплоту», чем делают его приятнее, а УМЗЧ BB работает ровно, «к звуку относится нейтрально».

Японский Dual CV1460 проиграл в звуке сразу после вклю­чения самым очевидным для всех образом, и тратить времени на его подробное прослушивание не стали. Его Kr находился в пределах 0,04…0,07% на малой мощности.

Основные впечатления от сравнения усилителей в основ­ных чертах были полностью идентичными: УМЗЧ BB опережал их в звуке безоговорочно и однозначно. Поэтому дальнейшие испытания были признаны излишними. В итоге победила друж­ба, каждый получил желаемое: для тёплого, задушевного зву­чания — Sugden, NAD и Rotel, а чтобы услышать записанное на диск режиссёром — УМЗЧ ВВ-2010.

Лично мне УМЗЧ высокой верности нравится лёгким, чистым, безукоризненным, благородным звучанием, он играючи воспро­изводят пассажи любой сложности. Как выразился мой знако­мый, аудиофил с большим стажем, звуки ударных установок на низких частотах он отрабатывает без вариантов, как пресс, на средних он звучит так, как будто его нет, а на высоких он как будто рисует звук тоненькой кисточкой. Для меня ненапрягающий звук УМЗЧ BB ассоциируется с лёгкостью работы каскадов.

Литература

1. Сухов И. УМЗЧ высокой верности. «Радио», 1989, № 6, стр. 55-57; №7, стр. 57-61.

2. Ридико Л. УМЗЧ BB на современной элементной базе с микроконтроллерной системой управления. «Радиохобби», 2001, №5, стр. 52-57; №6, стр. 50-54; 2002, №2, стр. 53-56.

3. Агеев С. Сверхлинейный УМЗЧ с глубокой ООС «Радио», 1999, №№ 10… 12; «Радио», 2000, №№ 1; 2; 4…6; 9… 11.

4. Зуев. Л. УМЗЧ с параллельной ООС. «Радио», 2005, №2 , стр. 14.

5. Жуковский В. Зачем нужно быстродействие УМЗЧ (или «УМЗЧ ВВ-2008»). «Радиохобби», 2008, №1, стр. 55-59; №2, стр. 49-55.

Что у меня имеется на данный момент:

1. Сам усилитель:

2. Естественно, блок питания оконечного усилителя:

При настройке УМ я использую устройство, которое обеспечивает безопасное подключение трансформатора УМ к сети (через лампу). Оно выполнено в отдельной коробочке со своим шнуром и розеткой и при необходимости подключается к любому устройству. Схема приведена ниже на рисунке. Для этого устройства требуется реле с обмоткой на 220 АС и с двумя группами контактами на замыкание, одна кнопка без фиксации (S2), одна кнопка с фиксацией или включатель(S1) . При замыкании S1 трансформатор подключается к сети через лампу, если все режимы УМ в норме, при нажатии на кнопку S2 реле через одну группу контактов замыкает лампу и подключает трансформатор напрямую к сети, а вторая группа контактов, дублируя кнопку S2 постоянно подключает реле к сети. В таком состоянии устройство находится до момента размыкания S1, или уменьшения напряжения меньше напряжения удержания контактов реле (в том числе и КЗ). При следующем включении S1 трансформатор опять подключается к сети через лампу, и так далее…

Помехозащищённость различных способов экранировки сигнальных проводов

3. Еще имеем собранную защиту АС от постоянного напряжения:

В защите реализованы:
задержка подключения АС
защита от постоянки на выходе, от КЗ
управление обдувом и отключение АС при перегреве радиаторов

Налаживание:
Предположим, всё собрано из исправных и проверенных тестером транзисторов и диодов. Изначально поставьте движки подстроечников в следующие положения: R6 — посередине, R12, R13 — в верхнее по схеме.
Стабилитрон VD7 поначалу не запаивайте. На ПП защиты разведены цепи Цобеля, необходимые для устойчивости усилителя, если они уже имеются на платах УМЗЧ, то их паять не нужно, а катушки можно заменить перемычками. В противном же случае катушки мотаются на оправке диаметром в 10 мм, например, хвосте сверла — проводом диаметром 1 мм. Длина получившейся намотки должна быть такой, чтобы катушка вставала в отведённые для неё на плате отверстия. После намотки рекомендую пропитать проволоку лаком или клеем, например, эпоксидкой или БФом — для жёсткости.
Провода, идущие от защиты к выходам усилителя, пока соедините с общим проводом, отключив от его выходов, разумеется. Необходимо соединить с «Меккой» УМЗЧ земляной полигон защиты, обозначенный на ПП пометкой «Main GND», иначе защита не будет правильно работать. Ну и, разумеется, площадки GND рядом с катушками.
Включив защиту с подключенными АС, начинаем уменьшать сопротивление R6 до щелчка реле. Открутив ещё один-два оборота подстроечника, отключаем защиту от сети, включаем две АС в параллель на любой из каналов и проверяем — сработают ли реле. Если не сработают — то всё работает как задумано, при нагрузке 2 Ома усилители к ней не подключатся, во избежание повреждения.
Далее отключаем провода «От УМЗЧ ЛК» и «От УМЗЧ ПК» от земли, включаем всё снова и проверяем, сработает ли защита, если на эти провода подавать постоянное напряжение около двух-трёх вольт. Реле должны отключать колонки — будет щелчок.
Можно ввести индикацию » Защита», если подсоединить цепочку из светодиода красного цвета свечения и резистора в 10 кОм между землёй и коллектором VT6. Этот светодиод будет показывать неисправность.
Далее настраиваем термоконтроль. Терморезисторы одеваем в водонепроницаемую трубку (внимание! они не должны намокнуть в ходе теста!).
Часто бывает так, что у радиолюбителя нет терморезисторов, указанных на схеме. Подойдут два одинаковых из имеющихся, сопротивлением от 4,7 кОм, но в этом случае сопротивление R15 должно равняться удвоенному сопротивлению последовательно включенных терморезисторов. Терморезисторы должны иметь отрицательный коэффициент сопротивления (уменьшать его с нагревом), позисторы работают наоборот и тут им не место.Кипятим стакан воды. Даём ему минут 10-15 подостыть в спокойном воздухе и опускаем в него терморезисторы. Крутим R13 до погасания светодиода «Перегрев» — Overheat , который должен был гореть изначально.
Когда вода остынет градусов до 50 (это можно ускорить, как именно — большой секрет) — крутим R12, чтобы погас светодиод «Обдув» или же FAN On.
Запаиваем стабилитрон VD7 на место.
Если глюков от запайки этого стабилитрона не обнаруживается, то всё нормально, но было такое, что без него транзисторная часть работает безупречно, с ним же — не хочет подключать реле ни в какую. В таком случае меняем его на любой с напряжением стабилизации от 3,3 В до 10В. Причина — утечка стабилитрона.
При нагревании терморезисторов до 90*С должен загораться светодиод «Overheat» — Перегрев и реле отключат АС от усилителя. При некотором остывании радиаторов всё подключится обратно, но такой режим работы аппарата должен как минимум насторожить владельца. При исправном вентиляторе и не забитом пылью туннеле срабатывания термала наблюдаться не должно вообще.
Если всё нормально, паяем провода на выхода усилителя и наслаждаемся.
Обдув (его интенсивность) настраивается подбором резисторов R24 и R25. Первый определяет производительность кулера при включенном обдуве (максимум), второй — когда радиаторы лишь чуть тёплые. R25 можно исключить вообще, но тогда вентилятор будет работать в режиме ВКЛ-ВЫКЛ.
Если реле имеют обмотки на 24В, то их надо соединить параллельно, если же на 12 — то последовательно.
Замена деталей. В качестве ОУ можно применить почти любой сдвоенный дешёвый ОУ в СОИК8 (от 4558 до ОРА2132, хотя, надеюсь, до последнего не дойдёт), например, TL072, NE5532, NJM4580 и т.п.
Транзисторы — 2n5551 меняются на ВС546-ВС548, либо на наши КТ3102. BD139 заменим на 2SC4793, 2SC2383, либо на подобный по току и напряжению, возможно поставить хоть КТ815.
Полевик меняется на подобный применённому, выбор огромен. Радиатор для полевика не требуется.
Диоды 1N4148 меняются на 1N4004 — 1N4007 или же на КД522. В выпрямителе же можно поставить 1N4004 — 1N4007 или использовать диодный мостик с током 1 А.
Если управление обдувом и защита от перегрева УМЗЧ не нужны, то не запаивается правая часть схемы — ОУ, терморезисторы, полевик и т.д, кроме диодного мостика и фильтрующего конденсатора. Если у вас уже есть источник питания 22..25В в усилителе, то можно использовать и его, не забывая о токе потребления защиты около 0,35А при включении обдува.

Рекомендации по сборке и настройке УМЗЧ:
Перед началом сборки печатной платы следует выполнить относительно несложные операции с платой, а именно – просмотреть на просвет, нет ли малозаметных при обычном освещении замыканий между дорожками. Заводское производство не исключает производственных дефектов, к сожалению. Пайку рекомендуется осуществлять припоем ПОС-61 или подобным с температурой плавления не выше 200* С.

Вначале следует определиться с применяемым ОУ. Крайне не рекомендуется применение ОУ от Analog Devices – в данном УМЗЧ их характер звучания несколько отличается от задуманного автором, а излишне высокая скорость может привести к неустранимому самовозбуждению усилителя. Приветствуется замена ОРА134 на ОРА132, ОРА627, т.к. они обладают меньшими искажениями на ВЧ. То же самое относится к ОУ DA1 – рекомендуется использовать ОРА2132, ОРА2134 (в порядке предпочтения). Допустимо использование ОРА604, ОРА2604, но при этом искажений будет несколько больше. Конечно, можно поэкспериментировать с типом ОУ, но на свой страх и риск. УМЗЧ будет работать и с КР544УД1, КР574УД1, но уровень смещения нуля на выходе увеличится и вырастут гармоники. Звук же…думаю, комментарии не нужны.

С самого начала монтажа рекомендуется попарно отобрать транзисторы. Это не необходимая мера, т.к. усилитель будет работать и при разбросе 20-30%, но если вы ставите цель получить максимальное качество, то уделите этому внимание. Особо следует выделить подбор Т5, Т6 – их лучше всего использовать с максимальным Н21э – это снизит нагрузку на ОУ и улучшит его выходной спектр. Т9, Т10 также должны иметь как можно более близкое усиление. Для транзисторов защёлки подбор необязателен. Выходные транзисторы – если они из одной партии, можно не подбирать, т.к. культура производства на Западе несколько выше привычной нам и разброс укладывается в 5-10%.

Далее, вместо выводов резисторов R30, R31 рекомендуется впаять отрезки провода длиной пару сантиметров, поскольку потребуется подбор их сопротивлений. Начальное значение в 82 Ом даст ток покоя УН примерно 20..25 мА, статистически же получалось от 75 до 100 Ом, это сильно зависит от конкретных транзисторов.
Как уже отмечалось в теме по усилителю, использовать транзисторные оптроны не стоит. Поэтому ориентироваться стоит на АОД101А-Г. Импортные диодные оптопары не опробовались из-за недоступности, это временно. Наилучшие результаты получаются на АОД101А одной партии для обеих каналов.

Помимо транзисторов, попарно стоит подобрать комплементарные резисторы УНа. Разброс не должен превышать 1%. Особо тщательно нужно подобрать R36=R39, R34=R35, R40=R41. Для ориентира отмечу, что с разбросом более 0,5 % на вариант без ООС лучше не переходить, т.к. будет рост чётных гармоник. Именно невозможность достать точные детали в своё время остановила эксперименты автора по безООСному направлению. Введение же балансировки в цепь токовой ОС решает проблему не полностью.

Резисторы R46, R47 можно запаять по 1 кОм, но если есть желание более точно настроить токовый шунт, то лучше поступить так же, как и с R30, R31 – впаять проводки для подпайки.
Как выяснилось по ходу повторения схемы, при некотором стечении обстоятельств возможно возбуждение в цепи слежения ЭА. Это проявлялось в виде неконтролируемого дрейфа тока покоя, а особенно – в виде колебаний частотой около 500 кГц на коллекторах Т15, Т18.
Необходимые коррективы изначально заложены в эту версию, но проверить осциллографом всё же стоит.

Диоды VD14, VD15 вынесены на радиатор для температурной компенсации тока покоя. Это можно сделать, подпаяв провода к выводам диодов и приклеив их к радиатору клеем типа «Момент» или подобным.

Перед первым включением необходимо тщательно отмыть плату от следов флюса, просмотреть на отсутствие замыканий дорожек припоем, убедиться, что общие провода подсоединены к средней точке конденсаторов блока питания. Также настоятельно рекомендуется использовать цепь Цобеля и катушку на выходе УМЗЧ, на схеме они не показаны, т.к. автор считает их применение за правило хорошего тона. Номиналы этой цепи обычны – это последовательно включённые резистор 10 Ом 2 Вт и конденсатор К73-17 или подобный ёмкостью 0,1 мкФ. Катушка же наматывается лакированным проводом диаметром 1 мм на резисторе МЛТ-2, число витков – 12…15 (до заполнения). На ПП защиты эта цепь разведена полностью.

Все транзисторы ВК и Т9, Т10 в УН – крепятся на радиаторе. Мощные транзисторы ВК устанавливаются через слюдяные прокладки и для улучшения теплового контакта используется паста типа КПТ-8. Околокомпьютерные же пасты применять не рекомендуется – высока вероятность подделки, да и тесты подтверждают, что зачастую КПТ-8 – это лучший выбор, к тому же очень недорогой. Чтобы не влететь на подделку – используйте КПТ-8 в металлических тюбиках, наподобие зубной пасты. До этого пока ещё не добрались, к счастью.

Для транзисторов в изолированном корпусе использование слюдяной прокладки необязательно и даже нежелательно, т.к. ухудшает условия теплового контакта.
Последовательно с первичной обмоткой сетевого трансформатора обязательно включите лампочку на 100-150Вт – это спасёт от многих неприятностей.

Закоротите выводы светодиода оптрона D2 (1 и 2) и включите. Если всё собрано правильно, то потребляемый усилителем ток не должен превышать 40 мА (выходной каскад будет работать в режиме В). Постоянное напряжение смещения на выходе УМЗЧ не должно превышать 10 мВ. Размокните светодиод. Ток, потребляемый усилителем, должен возрасти до 140…180 мА. Если он возрастает больше, то проверьте (рекомендуется делать это стрелочным вольтметром) коллекторы Т15, Т18. Если всё работает верно, там должны быть напряжения, отличающиеся от питающих примерно на 10-20 В. В случае, когда это отклонение меньше 5 В, а ток покоя слишком большой – попробуйте поменять диоды VD14, VD15 на другие, очень желательно, чтобы они были из одной партии. Ток покоя УМЗЧ, если он не укладывается в диапазон от 70 до 150 мА, можно установить также подбором резисторов R57, R58. Возможная замена для диодов VD14, VD15: 1N4148, 1N4001-1N4007, КД522. Либо же снизьте протекающий через них ток одновременным увеличением R57, R58. В мыслях была возможность реализации смещения такого плана: вместо VD14, VD15 использовать переходы БЭ транзисторов из тех же партий, что и Т15, Т18, но тогда придётся существенно увеличивать R57, R58 – до полной настройки получившихся токовых зеркал. При этом вновь вводимые транзисторы должны быть в тепловом контакте с радиатором, как и диоды, вместо которых они ставятся.

Далее нужно установить ток покоя УНа. Оставьте усилитель включенным и через 20-30 минут проверьте падение напряжения на резисторах R42, R43. там должно падать 200…250 мВ, что означает ток покоя 20-25 мА. Если он больше, то необходимо снизить сопротивления R30, R31, если меньше-то, соответственно, увеличить. Может случиться такое, что ток покоя УНа будет несимметричным – в одном плече 5-6мА, в другом 50мА. В этом случае выпаяйте транзисторы из защёлки и продолжайте пока без них. Эффект не нашёл логического обьяснения, но исчезал при замене транзисторов. Вообще – в защёлке нет смысла использовать транзисторы с большим Н21э. Достаточно усиления от 50.

После настройки УНа снова проверяем ток покоя ВК. Его следует мерить по падению напряжения на резисторах R79, R82. Току 100 мА соответствует падение напряжения 33 мВ. Из этих 100 мА около 20 мА потребляет предконечный каскад и до 10 мА может уходить на управление оптроном, поэтому в случае, когда на этих резисторах падает, например, 33 мВ – ток покоя составит 70…75мА. Уточнить его можно по замерам падения напряжения на резисторах в эмиттерах выходных транзисторов и последующего суммирования. Ток покоя выходных транзисторов от 80 до 130 мА можно считать нормальным, при этом заявленные параметры полностью сохраняются.

По результатам замеров напряжений на коллекторах Т15, Т18 можно сделать вывод о достаточности управляющего тока через оптрон. Если Т15, Т18 почти в насыщении (напряжения на их коллекторах отличаются от питающих менее чем на 10 В) – то нужно уменьшить номиналы R51, R56 примерно в полтора раза и провести повторный замер. Ситуация с напряжениями должна измениться, а ток покоя – остаться преждним. Оптимальным считается случай, когда напряжения на коллекторах Т15, Т18 равны примерно половине питающих напряжений, но вполне достаточно отклонения от питания на 10-15В, это резерв, который нужен для управления оптроном на музыкальном сигнале и реальной нагрузке. Резисторы R51, R56 могут нагреваться до 40-50*С, это нормально.

Мгновенная мощность в самом тяжёлом случае – при выходном напряжении близком к нулю – не превышает 125-130 Вт на транзистор (по техусловиям допускается до 150Вт) и действует она практически моментально, что не должно повести за собой каких-либо последствий.

Срабатывание защёлки можно определить субьективно-по резкому снижению выходной мощности и характерному «грязному» звучанию, проще говоря – в АС будет сильно искажённый звук.

4. Предварительный усилитель и его БП

Материал по Высококачественному ПУ:

Служит для тембровой коррекции и тонкомпенсации при регулировании громкости. Возможно использование для подключения наушников.

В качестве темброблока использован хорошо себя зарекомендовавший ТБ Матюшкина. Он имеет 4хступенчатую регулировку НЧ и плавную регулировку ВЧ, а его АЧХ хорошо соответствует слуховому восприятию, во всяком случае, классический мостовой ТБ, (который тоже может быть применён), слушателями оценивается ниже. Реле позволяет при необходимости отключить всякую частотную коррекцию в тракте, уровень выходного сигнала настраивается подстроечным резистором по равенству усиления на частоте 1000 Гц в режиме с ТБ и при обходе.

Расчётные характеристики:

Кг в диапазоне частот от 20 Гц до 20 кГц — менее 0,001% (типовое значение порядка 0,0005%)

Номинальное входное напряжение, В 0,775

Перегрузочная способность в режиме обхода ТБ — не менее 20 дБ.

Минимальное сопротивление нагрузки, при котором гарантируется работа выходного каскада в режиме А — при максимальном размахе выходного напряжения «от пика до пика» 58В 1,5 кОм.

При использовании ПУ только с проигрывателями СД допустимо снижение напряжения питания буфера до +\-15В потому как диапазон выходного напряжения таких источников сигнала заведомо ограничен сверху, на параметрах это не отразится.

Полный комплект плат состоит из двух каналов ПУ, РТ Матюшкина (одна плата на оба канала) и блока питания. Печатные платы разработаны Владимиром Лепёхиным.

Результаты измерений:

Транзисторный УМЗЧ с дифкаскадом (ДК) на входе традиционно строится по трех каскадной схеме: ДК входной усилитель напряжения; усилитель напряжения; выходной двух тактный усилитель тока. При этом наибольший вклад в спектр искажений вносит именно выходной каскад. Это, в первую очередь, искажения типа "ступенька", коммутационные искажения, усугубляемые наличием сопротивлений в эмиттерных (истоковых) цепях, а также тепловые искажения, которым до недавних пор не придавали должного внимания. Все эти искажения, будучи сдвинутыми по фазе в цепях отрицательной обратной связи, способствуют формированию широкого спектра гармоник (вплоть до 11 й). Это и обусловливает в ряде неудачных разработок характерное транзисторное звучание.

По всем каскадам на сегодняшний день накоплен огромный набор схемотехнических решений от простых несимметричных каскадов до сложных полностью симметричных. Тем не менее, поискирешений продолжаются. Искусство схемотехники в том и заключается, чтобы простыми решениями добиться хорошего результата. Одно из таких удачных решений опубликовано в . Авторы отмечают, что режим работы наиболее распространенных выходных каскадов с общим коллектором задается напряжением на эмиттерных переходах, которое сильно зависит как от тока коллектора, так и от температуры. Если в маломощных эмиттерных повторителях можно стабилизировать напряжение база эмиттер путем стабилизации тока коллектора , то в мощных выходных каскадах класса АВ это сделать практически невозможно.

Схемы термостабилизации с термочувствительным элементом(чаще всего транзистор) даже при установке последнего на корпусодного из выходных транзисторов инерционны и могут отслеживать только среднее изменение температуры кристалла, но не мгновенное, что приводит кдополнительной модуляции выходного сигнала. В ряде случаев схемы термостабилизации являются источником мягкого возбужденияили подвозбуждения, что тоже придает звучанию определенное окрашивание. Для принципиального решения этой проблемыавторы предложили выполнить выходной каскад по схеме с ОЭ (идея не нова, см. например ). В результате, в отличие от традиционного трех каскадного построения (каждый каскад со своей частотой среза и своим с пектром гармоник), получился всего двухкаскадный усилитель. Его упрощенная схема показана на рис.1.

Первый каскад выполнен по традиционной схеме ДК с нагрузкой в виде токового зеркала. Симметричный съем сигнала с ДК с помощью токового зеркала (встречная динамическая нагрузка) позволяет получить вдвое большее усиление с одновременным уменьшением шумов. Выходное сопротивление каскада при таком съеме сигнала достаточно высокое, что обусловливает его работу в режиме генератора тока. В этом случае ток вцепи нагрузки (базы транзистора VT8 и эмиттера транзистора VT7)мало зависит от входного сопротивления и определяется, в основном, внутренним сопротивлением источника тока. Эмиттерные токи транзисторов VT8, VT9 являются базовыми для транзисторов VT10, VT11. Генератор тока I2 и схема сдвига уровня на транзисторах VT5 VT7 задают и стабилизируют начальный ток транзисторов VT8 VT11 независимо от их температуры.

Рассмотрим подробнее работу схемы управления током выходных транзисторов. Переходы база эмиттер транзисторов VT5 VT8 образуют между выходом источника тока I2 и базой транзистора VT10 две параллельные цепи. Это не что иное, как сложный масштабный отражатель тока. Принцип работы простейшего отражателя тока основан на том, что конкретному значению тока коллектора (эмиттера) соответствует вполне определенное падение напряжения на его базо эмиттерном переходе и наоборот, т.е. если это напряжение приложить к базо эмиттерному переходу другого транзистора с такими же параметрами, то его ток коллектора будет равен току коллектора первого транзистора. Правая цепь (VT7, VT8) состоит из базо эмиттерных переходов с разными токами коллектора (эмиттера). Чтобы заработал принцип "отражателя тока" левая цепь должна быть зеркальной по отношению к правой,т.е. содержать идентичные элементы. Для того чтобы ток коллектора транзистора VT6 (он же ток генератора тока I2) соответствовал току коллектора транзистора VT8, падение напряжения на базо эмиттерном переходе транзистора VT5, в свою очередь, должно быть равно падению напряжения на базо эмиттерном переходе транзистора VT7.

Для этого в реальной схеме (рис.2) транзистор VT5 заменен составным транзистором по схеме Шиклаи. На основании выше изложенного напрашивается выполнение следующих условий:

• статические коэффициенты передачи тока транзисторов VT7, VT8, VT11 (VT12) должны быть равны;
• статические коэффициенты передачи тока транзисторов VT9 и VT10 также должны быть равны между собой, а еще лучше, если все 6 транзисторов (VT7 VT12) будут иметь одинаковые характеристики, что трудно выполнимо при ограниченном количестве транзисторов, имеющихся в наличии;
• в качестве транзисторов VT8, VT9 необходимо отобрать транзисторы с минимальным базо эмиттерным напряжением (с учетом разброса параметров), поскольку эти транзисторы работают при пониженном напряжении эмиттер коллектор;
• произведения статических коэффициентов передачи тока транзисторов VT11, VT13 и VT12, VT14 также должны быть близкими.

Таким образом, если мы хотим задать ток коллектора транзисторов VT13, VT14 равным 100 мА и имеем выходные транзисторы с h21э=25, то ток генератора тока на транзисторе VT6 должен составлять: Iк(VT6)/h21э=100/25=4 мА, что и определяет сопротивление резистора R11 около 150Ом (0,6 В/0,004 А=150 Ом).

Поскольку выходной каскад управляется выходным током ДК, общий эмиттерный ток смещения выбран достаточно большим около 6 мА (определяется резистором R6), он же определяет и максимально возможный выходной ток ДК. Отсюда можно рассчитать и максимальный выходной ток усилителя. Например, если произведение коэффициентов усиления по току выходных транзисторов равно 1000, то максимальный выходной ток усилителя будет близок к 6 А. Для заявленного максимального выходного тока 15 А коэффициент усиления выходного каскада по току должен быть соответственно не менее 2500, что вполне реально. Более того, с целью повышения нагрузочной способности ДК общий эмиттерный ток смещения можно увеличить до 10 мА, уменьшив сопротивление резистора R6 до 62 Ом.

В приведены следующие технические характеристики усилителя:

• Выходная мощность в полосе до 40 кГц на нагрузке 8 Ом- 40 Вт.
• Импульсная мощность на нагрузке 2 Ом- 200 Вт.
• Амплитудное значение неискаженного выходного тока- 15 А.
• Коэффициент гармоник на частоте 1 кГц (1 Вт и 30 Вт, рис.3)- 0,01%
• Скорость нарастания выходного напряжения- 6 В/мкс
• Коэффициент демпфирования, не менее- 250

График зависимости коэффициента гармоник при выходной мощности 1 Вт (кривая а) и при выходной мощности 30 Вт (кривая b) на нагрузке 8 Ом показан на рис.3. В комментариях к схеме утверждается, что усилитель имеет высокую стабильность, в нем отсутствуют "переключательные искажения", а также гармоники высших порядков.

Прежде чем собрать опытный образец усилителя схема была смакетирована виртуально и исследована с помощью программы Multisim 2001. Поскольку в базе данных программы не оказалось указанных в схеме выходных транзисторов, они были заменены ближайшими аналогами отечественных транзисторов КТ818, КТ819. Исследования схемы (рис.4) дали результаты, несколько отличные от приведенных в . Нагрузочная способность усилителя оказалась ниже заявленной, а коэффициент гармоник более чем на порядок хуже. Недостаточным оказался и коэффициент запаса по фазе всего 25°. Наклон АЧХ в районе 0 дБ близок к 12 дБ/окт., что также говорит о недостаточной устойчивости усилителя.

В целях опытной проверки был собран макет усилителя иустановлен в гитарный комбик рок группы "Афазия". Для увеличения устойчивости усилителя емкость коррекции увеличена до 2,2 нФ. Натурные испытания усилителя в сравнении сдругими усилителями подтвердили его достоинства и усилитель получил высокую оценку музыкантов.

Технические параметры усилителя

• Полоса пропускания на уровне 3 дБ-15 Гц-190 кГц
• Коэффициент гармоникна частоте 1 кГц (25 Вт, 8 Ом)-0,366%
• Частота единичного усиления-3,5 МГц
• Запас по фазе- 25°

Строго говоря, приведенные рассуждения по поводу токового управления выходным каскадом справедливы для усилителя с разомкнутой ООС. При замкнутой ООС в соответствии с ее глубиной уменьшается не только выходное сопротивление усилителя в целом, но и всех его каскадов, т.е. они посути начинают работать как генераторы напряжения.

Поэтому с целью получения заявленных в технических характеристик усилитель был доработан до вида рис.5, а результат его исследования приведен на рис.6. Как видно из рисунка, в схему добавлено всего два транзистора, которые образуют двухтактный гибридный повторитель класса А. Введение буферного каскада с высокой нагрузочной способностью позволило более эффективно использовать усилительные свойства ДК по напряжению и существенно повысить нагрузочную способность усилителя в целом. Увеличение усиления с разорванной ООС благоприятно сказалось и на уменьшении коэффициента гармонических искажений.

Увеличение емкости коррекции с 1 нФ до 2,2 нФ хоть и сузило полосу пропускания сверху до 100 кГц, но зато увеличило запас по фазе на 30° и обеспечило наклон АЧХ в области единичного усиления 6 дБ/окт., что гарантирует хорошую устойчивость усилителя.

В качестве испытательного сигнала на вход усилителя подавался сигнал типа "меандр" частотой 1 кГц (калибровочный сигнал от осциллографа). Выходной сигнал усилителя неимел ни завала фронтов, ни выбросов на фронтах сигнала,т.е. полностью соответствовал входному.

Технические характеристики доработанного усилителя

• Полоса пропускания на уровне 3 дБ- 8 Гц-100 кГц
• Частота единичного усиления- 2,5 МГц Запас по фазе- 55°
• Коэффициент усиления- 30 дБ
• Коэффициент гармоник на частоте1 кГц (25 Вт, 8 Ом)- 0,007%
• Коэффициент гармоник на частоте1 кГц (50 Вт, 4 Ом)- 0,017%
• Коэффициент гармоник при Ku=20 дБ- 0,01%

С целью натурных испытаний доработанного усилителя было изготовлено два образца в габаритах платы усилителя "Лорта 50У 202С" (он же "Амфитон 001") и установлено в указанный усилитель. Одновременно был доработан регулятор громкости в соответствии с .

В результате доработки хозяин усилителя полностью отказался от регулятора тембра, а натурные испытания показали его явное преимущество над прежним усилителем. Звучание инструментов стало более чистым и натуральным, сталичетче формироваться кажущиеся источники звука (КИЗ), онистали как бы более "осязаемыми". Заметно повысилась и неискаженная выходная мощность усилителя. Термостабильность усилителя превзошла все ожидания. После двухчасового испытания усилителя на выходной мощности, близкой к максимальной, боковые теплоотводы оказались практически холодными, в то время как с прежними усилителями дажев отсутствие сигнала усилитель, будучи оставленным вовключенном состоянии, достаточно сильно разогревался.

Конструкция и детали
Плата (с элементами на просвет) усилителя, предназначенного для установки в усилитель "Лорта", показана на рис.7. В плате предусмотрены места для установки диодного моста и резистора R43 из старой схемы, а также места для установки токо выравнивающих базовых и эмиттерных резисторов для спаренных выходных транзисторов. В нижней части платы зарезервированы места для установки элементов активного источника тока (АИТ) в виде отражателя тока, состоящего из токо задающего резистора сопротивлением 75 кОм с выхода УМ, двух транзисторов типа КТ3102Б и двух резисторов по 200 Ом для активного выключения нижнего плеча усилителя (в опытном образце не устанавливались). Конденсаторы С4, С6 типа К73 17. Емкость конденсатора С2 можно безболезненно увеличить до 1 нФ, при этомчастота среза входного фильтра НЧ будет 160 кГц.

Транзисторы VT13, VT14 снабжены небольшими алюминиевыми флажками толщиной 2 мм. Транзисторы VT8 и VT12для лучшей термостабилизации усилителя установлены пообе стороны общего флажка, причем транзистор VT8 черезслюдяную прокладку или эластичный тепло проводящий изолятор типа "Номакон Gs" ТУ РБ 14576608.003 96. Что касается параметров транзисторов, то они подробно оговорены выше. В качестве транзисторов VT1, VT5 можно использовать транзисторы КТ503Е, а вместо транзисторов VT2, VT3 транзисторы типа КТ3107 с любым буквенным индексом. Желательно, чтобы статические коэффициенты усиления тока транзисторов были попарно равны с разбросом не более 5%, а коэффициенты усиления транзисторов VT2, VT4 были несколько больше или равны коэффициентам усиления транзисторов VT1, VT5.

В качестве транзисторов VT3, VT6 можно использовать транзисторы типов КТ815Г, КТ6117А, КТ503Е, КТ605. Транзисторы VT8, VT12 можно заменить транзисторами типа КТ626В. При этом транзистор VT12 крепится на флажок, атранзистор VT8 на транзистор VT12. Под головку винта состороны транзистора VT8 следует подложить тексто литовую шайбу. В качестве транзистора VT10 из отечественных полевых транзисторов наилучшим образом подходит транзистор типа КП302А, 2П302А, КП307Б(В), 2П307Б(В). Желательно подобрать транзисторы с начальным током стока 7-12 мА и напряжением отсечки в пределах (0,8-1,2) В. Резистор R15 типа СП3 38б. Транзисторы VT15, VT16 можно заменить соответственно КТ837 и КТ805, а также КТ864 и КТ865 с более высокочастотными характеристиками. Плата разрабатывалась для установки спаренных выходных транзисторов (КТ805, КТ837). Для этой цели в плате предусмотрены места для установки как базовых (2,2-4,3 Ом), так и эмиттерных (0,2-0,4 Ом) токо выравнивающих резисторов. В случае установки одиночных выходных транзисторов вместо токо выравнивающих резисторов следует запаять перемычки или сразу распаять провода выходных транзисторов в соответствующие места платы. Вопытном образце оставлены "родные" выходные транзисторы, только их пришлось поменять местами.

В усилителе желательно увеличить емкости по питанию (в исходном усилителе в каждом плече по 2.2200 мкФ.50 В) Как минимум, желательно добавить в каждое плечо еще по 2200 мкФ, а еще лучше заменить конденсатором 10000мкФ. 50 В. На 50 В зарубежные конденсаторы относительно дешевы.

Налаживание
Прежде чем подключать выходные транзисторы, необходимо временно припаять на место базо эмиттерных переходов выходных транзисторов любые диоды средней мощности (например, КД105, КД106), подать питание на плату и, не подключая нагрузку, убедиться, что усилитель отрабатывает среднюю точку. Подайте на вход усилителя сигнал и убедитесь с помощью осциллографа, что на "холостом ходу" он усиливается без искажений и возбуждения. Это говорит оправильности монтажа и исправности всех элементов усилителя. Только после этого можно впаять выходные транзисторы и приступить к установкеих тока покоя.

Для установки тока покоя необходимо выставить движок резистора R15 в нижнее по схеме положение, снять предохранитель в одном из плеч усилителя и вместо него включить амперметр. Ток потребления выставляют под строечным резистором R15 в пределах 110-130 мА (с учетом тока ДК около 6 мА и тока буферного повторителя около 3-5 мА). Затем проверяют чувствительность усилителей и при необходимости корректируют резисторы ОС.

После этого можно приступать к различным исследованиям, если, конечно, позволяет оборудование лаборатории радиолюбителя. Для этой цели можно воспользоваться прямым входом усилителя, сняв с него заглушку перемычку на задней стенке усилителя.

Литература

1. Дайджест УМЗЧ//Радиохобби. 2000. №1. С.8 10.
2. Петров А. Сверхлинейный ЭП с высокой нагрузочной способностью//Радіоаматор. 2002. №4. С.16.3.
3. Дорофеев М. Режим В в усилителях мощности ЗЧ//Радио. 1991. №3. С.53 56.
4. Петров А. Доработка регулятора громкости усилителя "Лорта 50У 202С"//Радіоаматор. 2000. №3. С.10

Отдаваемое в последнее время предпочтение ламповым выходным усилителям мощности звуковой частоты для звуковоспроизведения высокой верности трудно понять, исходя из объективного их сравнения с транзисторными УМЗЧ. Ведь по всем измеряемым характеристикам современный УМЗЧ на транзисторах существенно превосходит ламповый. На наш взгляд, измеряемыми обычно нелинейными искажениями (НИ) не исчерпываются те искажения, которые определяют качество звуковоспроизведения.

В самых совершенных конструкциях транзисторных УМЗЧ уровень НИ доведен практически до слухового порога и даже ниже, поэтому сомнительно, что их можно воспринимать на слух, тем более в условиях маскировки полезным сигналом.

Дело, по-видимому, в том, что обычно измеряют НИ в установившемся режиме, когда переходный процесс после подачи на вход испытываемого усилителя измерительного сигнала уже завершен как на входе, так и на выходе усилителя, а в замкнутой петле общей отрицательной обратной связи (ООС) установился стационарный колебательный процесс, отвечающий с большей или меньшей точностью поступающему на вход сигналу.

Очевидно, что нелинейность усилителя проявляется гораздо сильнее во время переходного процесса (длительность которого за счет задержки сигнала в цепи ООС может быть значительной), особенно на его начальном этапе, когда действие ООС наименее эффективно (из-за упомянутой задержки).

В отличие от динамических искажений, приводящих к перегрузке входного каскада на протяжении всей длительности неблагоприятного по параметрам входного сигнала - рассматриваемые переходные НИ имеются даже тогда, когда отсутствуют динамические, но только пока переходный процесс не закончен.

А если учесть, что реальные звуковые программы очень далеки от стационарности и на самом деле вызывают в УМЗЧ почти непрерывный переходный процесс, то при воспроизведении таких программ НИ могут намного превышать измеренные обычными методами в одном и том же экземпляре усилителя.

Вследствие малой длительности переходного процесса по сравнению с временем лабораторных измерений они пока "ускользают" от экспериментального изучения (для этого требуется разработка специальных методов) и в то же время легко воспринимаются на слух на протяжении звучания всей фонограммы.

С этой точки зрения становится понятным преимущество ламповых усилителей: хотя измеряемый уровень НИ у них больше (это относится только к стационарному режиму), в реальных условиях лампы как гораздо более линейные приборы обеспечивают меньшие НИ, чем транзисторы (хотя, конечно, большие, чем те же лампы в стационарном режиме), что и обусловливает лучшее звучание ламповых усилителей.

Однако очевидны такие недостатки ламповых усилителей, как неудобства в эксплуатации, громоздкость и большая масса, значительная потребляемая мощность при сравнительно низких КПД и выходной мощности.

В этой связи выглядело бы заманчивым создание транзисторного усилителя с реальным уровнем НИ не хуже, чем у лампового. Последнее означает, что измеряемый по обычным методикам уровень НИ такого усилителя должен быть снижен на один-два порядка (!) по сравнению с лучшими образцами (можно и больше), чтобы НИ в нестационарном режиме имели приемлемую величину.

Однако применяемые сейчас методы линеаризации транзисторных усилителей, по-видимому, себя уже исчерпали и не позволят достичь требуемого коэффициента НИ (0=0,0001 ...0,00001 %).

Поэтому была поставлена задача изучить возможность получения такого рекордно низкого уровня собственных НИ транзисторного УМЗЧ, не останавливаясь перед сложностью схемотехнических решений, а затем и решить, оправдан ли такой подход, приносит ли он выигрыш по качеству звучания по сравнению с существующими схемами.

Представляемая в настоящей работе конструкция адресована в первую очередь самым взыскательным ценителям высококачественного звуковоспроизведения. Она разработана на основе изложенного в принципа, который является усовершенствованием известного метода снижения искажений, описанного в .

Рис. 1-3. Блок-схемы усилителей.

На рис.1 изображена блок-схема двухкаскадного усилителя с передаточной функцией первого каскада К1 и второго К2, передаточной функцией b цепи общей ООС, охватывающей весь усилитель, и передаточной функцией g цепи местной положительной обратной связи (МПОС), охватывающей первый каскад. Результирующая передаточная функция такого устройства описывается выражением К=К1К2/(1-тК1+рК1К2). (1)

Если установить усиление в петле МПОС тК1=1, то окажется, что в отличие от усилителя с одной ООС, у которого К = К1К2/(1+ |ЗК1К2) и только приближенно К=1/р (при |ЗК1К2»1), передаточная функция данного усилителя будет точно равна 1/р.

При этом глубина ООС должно быть больше глубины МПОС, т.е. |ЗК1К2>уК1, что является необходимым (но недостаточным) условием устойчивости. Таким образом, при уК1=1 подавляются все искажения, которые возникают во втором каскаде и причиной которых является непостоянство его передаточной функции (поскольку К=1/|3 и не зависит от К2).

Однако абсолютно полное подавление искажений возможно только при идеальном первом каскаде. Реально же ему присущи как нелинейные, так и частотные искажения, приводящие к отклонению передаточной функции К1 от оптимального значения. Кроме того, оно изменяется из-за колебаний питающих напряжений, температурного дрейфа и изменения со временем параметров деталей.

Проблемой является и обеспечение совместной устойчивости такой сложной системы при совместном действии ООС и ПОС (второе условие устойчивости), так как введение ПОС уменьшает запас устойчивости исходной системы .

С другой стороны, желательно (для получения наибольшей линейности), чтобы глубина как ПОС, так и ООС была постоянной в рабочем диапазоне частот, т.е. чтобы первый полюс АЧХ системы с разомкнутыми обратными связями находился на частоте f>20...30 кГц, и частота среза в петле ПОС была также не меньше.

Между тем выполнить последние требования и одновременно обеспечить надежный запас устойчивости вовсе не просто, а отступление от них значительно снижает эффективность метода. Видимо, поэтому автору неизвестны примеры использования описанного принципа подавления искажений для целей высококачественного звуковоспроизведения.

Принципиальным недостатком устройства, показанного на рис.1, является, как показывает анализ, то, что петля МПОС включена последовательно в цепь ООС. Значительно улучшить работу устройства можно путем параллельного подключения петли МПОС к петле ООС, т.е. подключив вход второго каскада не к выходу первого каскада (точка 2 рис.1), а к его входу (точка 1).

Блок-схема устройства, предложенного в , показана на рис.2. Важнейшим преимуществом такого устройства является меньший фазовый сдвиг, вносимый в петлю ООС элементами схемы МПОС (от входа устройства до входа второго каскада).

Это понятно из сравнения рис.2 с рис.1, так как очевидно, что фаза сигнала в точке 2 отстает от фазы в точке 1 (рис.1) на фазовый сдвиг, вносимый первым каскадом (и этот сдвиг может быть весьма существенным на частотах 0,2... 1 МГц и выше, в области которых должно обеспечиваться устойчивость устройства).

Данное преимущество является решающим для применения этого метода компенсации искажений в высококачественных УМЗЧ, так как вносимые при его использовании минимальные фазовые сдвиги позволяют получить достаточный запас устойчивости и тем самым обеспечить надежную работу усилителя с МПОС.

Достоинством устройства, показанного на рис.2, является также возможность более независимого (хотя независимость эта относительная, поскольку петли по-прежнему взаимодействуют между собой) и оптимального выбора параметров петель МПОС и ООС в соответствии с их функциональным назначением, которое существенно различно.

Эта большая независимость видна из выражения для передаточной функции усовершенствованной системы К = К2/(1 -7KI +|ЗК2), (2) которое, в отличие от (1), не содержит смешанных произведений передаточных функций элементов, относящихся к различным петлям.

Такое разделение невозможно в устройстве, показанном на рис.1, где первый каскад является общей частью петель МПОС и ООС, вследствие чего его параметры определяют одновременно и свойства ООС, и свойства ПОС. Требования к этим параметрам во многом противоречивы, что также затрудняет решение задачи максимального подавления искажений.

Преимущества параллельного подключения петли МПОС к петле ООС позволяют практически реализовать устройство даже не с одной, а с двумя МПОС, взаимно усиливающими действие друг друга и тем самым улучшающими компенсацию искажений. Блок-схема такого устройства показан на рис.3, где К1, К2, КЗ - передаточные функции трех каскадов основного канала усилителя; в -передаточная функция цепи ООС; а1у1 и а2у2 -передаточные функции первой и второй петли МПОС соответственно, причем равенства а1у1=1 и а2у2=1 устанавливаются с возможно большей точностью. Из его передаточной функции К = К1К2К3/[(1- а1у1)(1-а2у2)+рК1К2К3] (3) следует, что поскольку 1- а1у1<<1, то степень подавления искажений, зависящая от выражения (1-а1у1)(1-а2у2), значительно больше, чем в устройстве с одной петлей МПОС, в котором эта степень определяется одним членом 1 -а1у1<<(1-а1у1)(1-а2у2).

Однако самым замечательным является то, что при одной МПОС минимально достижимый уровень НИ нельзя сделать меньше искажений, вносимых элементами самой петли МПОС, а в устройстве с двумя (или более) петлями МПОС, как показывает расчет, собственные НИ каждой петли МПОС подавляются действием другой, т.е. возможно снизить НИ ниже уровня, определяемого самым линейным блоком устройства, каким должен быть контур МПОС.

Это является существенным преимуществом данного метода компенсации искажений перед другими, позволяющими снижать искажения лишь до предела, определяемого собственной нелинейностью схемы компенсации.

Заметим, что все сказанное выше полностью относится к тем искажениям, которые обусловлены непостоянством передаточных функций (кроме нелинейных, например, амплитудно-частотных). Такие искажения компенсируются в любых частях устройства, кроме цепи ООС b.

Можно показать, что эти искажения компенсируются, если они возникают в частях устройства, находящихся между петлей МПОС и выходом устройства, включая и сам выход, а возникающие между входом устройства и петлей МПОС не компенсируются. Поэтому уровень шума устройства, показанного на рис.3, определяется в основном шумовыми свойствами входного каскада.

Характеристики усилителя мощности

• Номинальное входное напряжение 0,3 В;
• Номинальная выходная мощность на нагрузке 8 Ом (4 Ом) - 40 (80) Вт;
• Частотный диапазон при завалах на краях не более 0,5 дБ - 15-100000 Гц;
• Входное сопротивление - 50 кОм;
• Выходное сопротивление - 0 Ом;
• (с контурами МПОС) Коэффициент интермодуляционных искажений, не более 0,005 %;
• Уровень шума(взвешенный) -105 дБ (с контурами МПОС).

Принципиальная схема УМЗЧ

Принципиальная схема УМЗЧ, соответствующая рис.3, изображена на рис.4. Для получения как можно более низкого уровня НИ основной канал усилителя (без МПОС) задуман как достаточно линейный УМЗН.

Рис. 4. Принципиальная схема транзисторного усилителя мощности НЧ на 80Ватт Hi-End класса.

Для этого все каскады усилителя выполнены двухтактными на комплементарных парах транзисторов, что позволило сделать оба плеча симметричными относительно общего провода и получить более линейную амплитудную характеристику.

Все транзисторы работают в режиме А, за исключением выходного каскада с плавающим смещением на входе (супер-А), которое задается схемой на элементах VT15-VT18, R38-R41, VD15, VD16. Это обеспечивает не выключающийся режим работы оконечных транзисторов при их малом токе покоя.

Входной каскад выполнен по каскадной схеме (VT1, VT3, VT2, VT4). Режим роботы его транзисторов выбран так, что они не входят в режим отсечки или ограничения тока при действии на входе сигналов с амплитудой, в несколько раз превышающей номинальное входное напряжение даже при отключенной ООС.

Этим он выгодно отличается от традиционного дифференциального каскада. Цепочка R19, R18, С7 с частотой среза 90 кГц ограничивает усиление самых высокочастотных составляющих импульсных сигналов, предотвращая перегрузку и последующих каскадов усилителя.

Благодаря этим мерам, а также высокому быстродействию за счет отказа от применения в каскадах транзисторов с общим эмиттером и коррекции по опережению (конденсаторы С5, С6), динамические искажения в усилителе отсутствуют, что особенно важно для устойчивой роботы системы с ПОС.

Напряжение ООС с выхода усилителя подается в точку соединения резисторов R11 и R12, которые вместе с R10 и R13 определяют рабочий ток VT1 и VT2. Одновременно R10 и R13 в составе делителей R14/R10C3 и R15/R13C4 задают передаточную функцию цепи ООС.

Постоянная составляющая выходного напряжения поступает на эмиттеры входных транзисторов через R10R11 и R12R13, а не только через R14 и R15, поэтому глубина ООС по постоянному напряжению намного больше, чем по переменному, и осуществляется жесткая стабилизация постоянной составляющей напряжения на выходе УМЗЧ.

Использование электролитических конденсаторов С3, С4 не приводит, как следует из измерений, к существенному увеличению искажений, так как они поляризованы постоянным напряжением около 4 В (переменная составляющая намного меньше), так что режим их работы практически линеен.

Второй каскад на транзисторах VT5-VT8, включенных по схеме ОК-ОБ, является буферным между двумя контурами МПОС. Диоды VD3-VD6 задают напряжение смещения на базах эмиттерных повторителей VT9, VT10, а диоды VD7, VD8 защищают от слишком сильного его увеличения при неисправностях в усилителе или перегорании одного из предохранителей.

Усилитель напряжения (VT11, VT13 VT12, VT14) также выполнен по каскодной схеме. Напряжение питания первых каскадов около 21 В и задается стабилизатором (VT23, VT24, VD17, VD18). Выходные транзисторы работают с малым током покоя, поэтому термостабилизация их не требуется.

Элементы частотной коррекции R19R18C7, R27C10, R22C8, R23C9 формируют АЧХ усилителя, обеспечивая его устойчивость при действии OOC. Одновременно R19 и R27 служат нагрузкой входного и буферного каскадов соответственно, а также нагрузкой петель МПОС, определяя их коэффициент усиления.

В контурах МПОС использованы полевые транзисторы для минимизации собственных искажений контуров. Каждый контур МПОС -усилительный каскад с коэффициентом передачи около единицы, изменять который можно подстроечными резисторами R58 и R67.

Непосредственным соединением выхода каскада с его входом осуществляется 100%-ная ПОС. Цепочки R57C15 и R66C16 корректируют АЧХ каскадов, улучшая точность компенсации на частотах звукового диапазона. Контуры МПОС подключают к основному каналу в узловых точках А, В и к общему проводу.

Рабочие точки транзисторов первых каскадов и контуров МПОС жестко стабилизированы высокоомными резисторами в их эмиттерных (истоковых) цепях. Этим достигается постоянство характеристик каскадов, подключенных к точкам А и В.

Кроме того, транзисторы VT3VT4 и VT27VT28, VT7VT8 и VT31VT32 - динамическая нагрузка друг для друга, а эмиттерные повторители VT5VT6, VT9VT10 и полевые транзисторы VT25VT26 и VT29VT30 обладают высоким входным сопротивлением, поэтому сопротивление нагрузки для петель МПОС определяется резисторами R19, R27 (на звуковых частотах).

Благодаря этому удалось добиться высокой стабильности усиления в петлях МПОС, которое не зависит от температуры и не изменяется с течением времени.

Налаживание усилителя

Затем подстроечными резисторами R7, R20 и R31 установить нулевое напряжение на выходе усилителя и в узловых точках А и В соответственно. Проверить суммарное падение напряжения на парах диодов VD3VD4, VD5VD6, VD11VD12, VD13VD14, которое должно быть около 2 В. После этого проверить ток покоя выходных транзисторов

VT21, VT22, который должен быть в пределах 20...30 мА. Величину его нужно установить подбором резисторов R38, R39, при которых искажения типа "ступенька" отсутствуют.

К выходу усилителя подключают эквивалент нагрузки сопротивлением 4.8 Ом и проверяют работу схемы плавающего смещения оконечной ступени.

Для этого подключают осциллограф к базам VT19 и VT20 и на вход усилителя подают синусоидальный сигнал с частотой 100 Гц. Осциллограмма должна иметь вид пульсирующего напряжения (типа "выпрямленной" синусоиды) с амплитудой около 5 В при номинальном выходном напряжении и сопротивлении нагрузки 4 Ом. При увеличении сопротивления нагрузки или уменьшении входного сигнала эта амплитуда должна уменьшаться.

Проверяют прохождение через усилитель прямоугольных импульсов. Выбросы на осциллограммах выходного напряжения должны отсутствовать, в противном случае увеличивают емкость конденсаторов С5 и С6. На этом настройку основного канала можно считать законченной.

Отметим, что уже базовый усилитель (без контуров МПОС) обладает следующими достаточно высокими характеристиками (смотри начало статьи).

Настраивают контуры МПОС, подключив их к схеме и установив движки R58, R67 в положение максимального сопротивления, т.е. минимального петлевого усиления контуров МПОС.

Напряжение между стоком и истоком полевых транзисторов должно быть не более 10 В (максимально допустимое для транзистора КП103), но и не слишком малым, в противном случае добиваются нужного значения подбором резисторов R51, R52, R60, R61. Желательно, чтобы комплементарные транзисторы были подобраны в пары с близкими значениями начального тока стока и напряжения отсечки.

Вход усилителя закорачивают, к выходу подключают акустическую систему (АС) или измерительный прибор, а сигнал от источника (генератора сигналов или источника музыкальной программы, богатой низко- и высокочастотными составляющими) с высокоомным выходом подают в узловую точку В, имитируя сигнал искажений.

Общий провод источника соединяют с общим проводом усилителя. Регулировкой R58 добиваются максимального ослабления сигнала на выходе усилителя. Подбором R57C15 улучшают подавление высокочастотных составляющих спектра сигнала.

Настроив первый контур МПОС, отключают его от точки А, а источник- имитатор искажений - от точки В. Выход имитатора подключают параллельно резистору R35 и настраивают второй контур МПОС аналогично первому. После этого вновь подключают первый контур МПОС и наблюдают дополнительное подавление сигнала.

На завершающем этапе проводят прямую проверку подавления НИ в усилителе. Достаточно измерить лишь коэффициент интермодуляционных искажений ОИ, так как при достаточно малых его значениях коэффициент гармонических искажений заведомо приемлем.

В соответствии с методикой на вход усилителя подают два синусоидальных сигнала с частотой 25-30 кГц и разностью частот 1 кГц при одинаковой амплитуде, не превышающей половины номинальной, и оценивают уровень звука, воспроизводимого АС.

При отключенных контурах МПОС можно расслышать очень тихий звук (соответствующий 0И=0,005%), который при их подключении полностью исчезает.

Для наглядной демонстрации подавления НИ можно временно увеличить нелинейность базового усилителя путем подключения цепочки из последовательно соединенных диода в проводящем направлении (например, Д9) и резистора сопротивлением 47 кОм параллельно резистору R9.

При этом ОИ базового усилителя возрастает примерно до 0,5%, комбинационная частота становится отчетливо различимой, и можно более уверенно судить о ее подавлении при подключении контуров МПОС.

Из таких измерений следует, что каждый из контуров МПОС подавляет искажения не менее чем на 30 дБ, а оба они вместе - почти на 60 дБ, так что НИ всего усилителя измерить обычными методами невозможно из-за их крайне малой величины, а можно только оценить с учетом ОИ базового усилителя, уменьшенного на три порядка, что дает фантастическую величину 0И=0,00001%)!

Следует отметить еще одну положительную сторону применения МПОС в усилителе. Так как при прекращении действия общей ООС коэффициент усиления из-за действия ПОС стремится возрастать, то при задержках сигнала в цепи ООС контуры МПОС становятся фактически форсирующими корректирующими устройствами, которые ускоряют процессы в системе и уменьшают фазовый сдвиг между входным и выходным сигналами . Благодаря этому улучшается качество переходного процесса, что также способствует уменьшению искажений.

Субъективное впечатление от работы данного усилителя трудно передать словами, нужно слышать чистоту и прозрачность его звучания. В этом отношении он не только не уступает ламповым усилителям, но и заметно превосходит их, не внося в звуковую картину практически ничего "от себя".

Опыт его эксплуатации в течение 5 лет показал надежность конструкции, а периодические проверки - хорошую стабильность настройки и сохранение точности компенсации искажений в заданных пределах без дополнительных регулировок.

Детали и печатная плата

Печатная плата разработана с учетом обычных требований. Блоки МПОС на транзисторах VT25-VT32 выполнены на двух отдельных небольших платах и в виде модулей и закреплены перпендикулярно плате основного усилителя вблизи узловых точек А и В.

Рис. 5-6. Печатные платы для схемы высококачественного усилителя мощности НЧ.

В усилителе использованы резисторы типа МЛТ, подстроечные резисторы типа СПЗ-29М, конденсаторы К50-16 (СЗ, С4, С11-С14), K73-I7 (C1, C2), КД1, KT1 -остальные. Теплоотводы транзисторов VT21, VT22 расположены вблизи элементов схемы плавающего смещения оконечного каскада для компенсации температурной нестабильности тока покоя выходных транзисторов.

Печатные платы выполнены из фольгированного текстолита. Размер платы основного канала (рис.5) 150 х 105 мм, модулей МПОС (рис.6) 105 х 30 мм.

После распайки всех деталей модули МПОС устанавливают на основную плату вдоль направлений, указанных стрелками на рис.1. Соответствующие печатные проводники плат соединяются согласно принципиальной схемы с помощью проволочных перемычек. Шины общего провода можно соединить с помощью проволочных растяжек, удерживающих платы во взаимно перпендикулярном положении.

Отключение и подключение контуров МПОС при настройке производится перемычками между узловыми точками А, Б и соответствующими точками модулей МПОС.

Для стерео усилителя платы основного канала и модулей МПОС имеют вдвое большую ширину - не 105, а 210 мм, и на них нанесены по два одинаковых рисунка.

Компоновке усилителя следует уделить особое внимание. Провода, соединяющие усилитель с блоком питания, должны быть максимально короткими и большого сечения.

Особенно это касается провода, соединяющего шину общего провода печатной платы с «нулем» блока питания - точкой соединения конденсаторов фильтра.

Если по каким-то причинам последнее требование невыполнимо, то «земляные» выводы конденсаторов С13, С14 лучше не соединять с общим проводом на плате, а, закоротив между собой, соединить с «нулем» блока питания отдельным проводом. К этому же месту подключаются и провода от акустических систем, как показано на рис.7.

Рис. 7. Разводка нуля и подключение АС в усилителе.

Качество компоновки стереоусилителя легко проверить, нагружая один его канал 4-омным эквивалентом нагрузки и подавая на вход этого канала меандр с частотой 2000 Гц, а контроль проводить по АС второго канала, вход которого закорочен. При правильной компоновке сигнала с частотой меандра в АС не должно быть.

Литература:

1. Матюшкин В.П. - Линейный усилитель.
2. Проектирование транзисторных усилителей звуковых частот - Н.Л. Безладнов, Б.Я.Герценштейн, В.И. Кожанов и др. -М.: Связь, 1976.
3. Костин В. - Психоакустические критерии качества звучания и выбор параметров УМЗЧ. Радио-1987-12.
4. Хлыпало Е.И. - Расчет и проектирование нелинейных корректирующих устройств в автоматических системах, 1982.

Ответы Матюшкина В.П. на вопросы тех, кто хочет повторить конструкцию усилителя

- Какова скорость нарастания выходного напряжения? Ответ: Скорость нарастания выходного напряжения не менее 20 В/мкс при включенной ООС.

Какова величина коэффициента усиления? Ответ: Величина Ку определяется величиной коэффициента передачи цепи ООС (обратна ей) и на звуковых частотах - главным образом отношением R14/R10 (R15/R13). Измеренная его величина около 86.

- Какое максимальное напряжение допустимо на входе усилителя без ухудшения его характеристик?

Ответ: При ограничении пиков сигнала в выходном каскаде искажения не компенсируются, поскольку «исправляющее» напряжение звеньев МПОС уже не может изменить ивых. В такие моменты параметры усилителя соответствуют усилителю без МПОС в режиме ограничения, и искажения значительны. Следовательно, ивх не должно быть больше номинального.

- Можно ли избежать использования эмиттерных повторителей, т.е. сократить путь прохождения сигнала?

Ответ: Без эмиттерных повторителей обойтись нельзя. Они необходимы для согласования высокого Rвых буферного каскада и звена МПОС со сравнительно низким Rвх усилителя напряжения. Кроме того, ЭП нужны для усиления сигнала по току, т.к. только они вместе с VT11, VT12 определяют ток раскачки оконечного каскада (VT13, VT14 по току не усиливают, т.к. включены по схеме с ОБ).

- Можно ли понизить отношение сигнал/шум за счет применения в УМЗЧ полевых транзисторов. Если да, то каких и в каких каскадах?

Ответ: В первых каскадах канала усиления необходимо применять комплементарные пары полевых транзисторов с граничной частотой усиления не менее 200 МГц. В звеньях МПОС вполне возможно применение низкочастотных транзисторов, однако для основного канала они не подходят.

В принципе весь УМЗЧ можно выполнить на полевых транзисторах, но это будет уже другая конструкция.

- Можно ли увеличить выходную мощность УМЗЧ, т.е. количество выходных транзисторов?

Наиболее простой вариант - использование вместо VT21, VT22 более современных и мощных КТ8101, КТ8102 и увеличение напряжения питания до ±46 В. Тогда в качестве VT13, VT14 нужно использовать КТ502Е, КТ503Е. Сопротивление резисторов R46, R47 нужно увеличить до 1,5 кОм, а R36, R37 - до 5,1 кОм.

Желательно увеличить емкость конденсаторов в блоке питания. Возможно также понадобится изменить номиналы корректирующих элементов C5, C6, C8, C9, R18 для обеспечения устойчивости. В результате номинальная мощность возрастает по крайней мере до 150 Вт на нагрузке 4 Ом при номинальном входном напряжении ~ 0,4 В.

- Каким должен быть блок питания УМЗЧ: стабилизированным или нет?

Ответ: Блок питания - нестабилизированный двухполярный выпрямитель с емкостями конденсаторов фильтра 10000 мкФ. Применение импульсных источников питания нежелательно, поскольку они создают значительные ВЧ наводки на цепи УМЗЧ.

- Какова должна быть площадь теплоотводов транзисторов VT19-VT22?

Ответ: Площадь поверхности радиаторов выходных транзисторов должна быть не менее 400 см2. В более мощном варианте УМЗЧ (см. выше) она должна быть увеличена до 600 см2. В этом случае следует снабдить небольшими теплоотводами из листового алюминия толщиной 1,5 мм размером 2х3 см2 и транзисторы VT19, VT20.

- Какими диодами можно заменить КД520А?

Ответ: Они могут быть заменены другими кремниевыми диодами, например,серий КД503, Д219, Д220. Поскольку они определяют рабочие точки соответствующих транзисторов, нужно проверить коллекторный ток VT11, VT12, VT13, VT14 в режиме молчания, величина которого должна быть около 5 мА и не более.

Если он значительно меньше, можно увеличить количество последовательно соединенных диодов по сравнению со схемой, если ток больше -уменьшить сопротивление резисторов R28, R29 (для уменьшения 1к VT11, VT12) и увеличить сопротивление резисторов R32, R35 (для уменьшения 1к VT13, VT14).

- Возможна ли замена подстроечных резисторов R7, R20, R31, R53, R67 проволочными типа СП- 5?

- Какое должно быть сопротивление источника сигналов для настройки усилителя?

Ответ: Выходное сопротивление источника сигналов, подключаемого к узловой точке, должно быть не менее десятков килоом, но при слишком большом Rвых уменьшается регистрируемый сигнал. Я настраивал усилитель, подключая источник сигнала через резистор сопротивлением 16- 20 кОм.

При настройке второго контура Rвых нужно уменьшить до ~2 кОм, а выходное напряжение источника увеличить до нескольких вольт, поскольку при этом регистрируемый сигнал существенно меньше, чем при настройке первого контура.

- Какой допустимый уровень постоянной составляющей на выходе усилителя в точках А и В?

Ответ: На выходе УМЗЧ уровень постоянной составляющей должен быть возможно ближе к нулю. Допустимым можно считать 20- 50 мВ. В точках А и В уровень постоянной составляющей может быть нулевым только при идеальной комплементарности пар транзисторов VT5, VT6 и VT9, VT10.

Поскольку на самом деле разброс входных характеристик достигает десятых долей вольта, то и упомянутый уровень должен отличаться от нуля на величину этого разброса, если более приоритетным (как в данном случае) является поддержание одинаковых токов коллекторов в каждой из пар транзисторов. Наличие постоянной составляющей в этих точках не имет принципиального значения.

- Возможна ли подстройка токов коллекторов транзисторов VT11, VT12 резисторами R33, R34 (подстройка резисторами R28, R29 невозможна)?

Ответ: Возможна, но не желательна, так как коэффициент передачи канала усиления сильно зависит от сопротивлений резисторов R33, R34, и изменение их может привести к самовозбуждению, для устранения которого потребуется изменить номиналы других элементов коррекции.

Следует действовать, как указано в РА2/99 (с. 12). Замечу, что при R28=R29=0 1к транзисторов VT11, VT12 тоже будет равен нулю, поэтому уменьшить ток коллекторов уменьшением сопротивлений резисторов R28 и R29 всегда можно. Важно изменять сопротивления одинаково и одновременно. Если это не удается, то либо неисправны транзисторы, либо потенциал в точке В слишком велик, и его нужно отрегулировать с помощью R31.

- Какова причина того, что второй контур МПОС (VT29- VT32) не удается настроить? Испытания проводились в обоих каналах усилителя, все элементы МПОС исправны, напряжения на транзисторах соответствуют рекомендованным в статье.

Ответ: В-контур МПОС настроить сложнее, хотя принцип настройки одинаков. Во-первых, трудно получить значительный уровень сигнала на выходе усилителя. Во- вторых, при подключении имитатора к усилителю напряжения и оконечному каскаду легко наступает самовозбуждение, а даже при незначительном возбуждении R67 уже практически не действует. Поэтому при настройке нужно контролировать отсутствие генераций.

В- контур можно настроить по минимуму нелинейных искажений при проведении эксперимента, описанного в конце статьи. Номиналы элементов схемы выбраны так, что даже без настройки точность установки а1, у1 порядка 10%, и задача сводится к достижению максимально возможного эффекта.

- Требуется ли подбирать транзисторы по коэффициенту усиления?

Ответ: Биполярные транзисторы (в основном канале усиления) подбирать не нужно. Полевые транзисторы (в контурах МПОС) желательно подобрать по значениям начального тока стока и напряжения отсечки.

Ответ: Вначале был собран один УМЗЧ. После доводки схемы она была повторена как второй канал стереоусилителя. Он был работоспособен и имел близкие к первому характеристики без подбора элементов (не считая полевых транзисторов). Это свидетельствует о хорошей повторяемости конструкции.

Радиолюбитель из г. Житомира Дубченко Р. собрал усилитель, слушает его с акустикой S- 90 и доволен звучанием. Сообщил, что у него получились практически все эксперименты с контурами МПОС (настройка и подавление искажений), описанные в статье.

Ответ: Судя по симптомам, проблемы не в самом усилителе, а от неправильной стыковки его с источником сигнала (ИС), блоком питания (БП) и нагрузкой. Входное сопротивление усилителя сравнительно велико, поэтому его вход чувствителен к наводкам.

Ни в коем случае нельзя переносить "земляной" вывод нагрузки к общей шине печатной платы. Коллекторный провод каждого выходного транзистора нужно свить в один жгут с эмиттерным, базовый провод оставить свободным. Если длина проводов больше 10 см, следует укоротить их.

Шум исчезает после подключения первого контура МПОС к точке А. До этого он, действительно, ощутим. Однако пока усилитель не налажен, контуры МПОС подключать не следует. Сначала надо добиться устойчивой работы усилителя на эквивалент нагрузки и только потом подключать АС.

- Какие транзисторы серий КП103 и КП303 можно применять, какой допустимый разброс их параметров и какое номинальное напряжение между стоком и истоком?

Ответ: Можно применять транзисторы КП103Е, Ж, И; КП303А, Б, Ж с разбросом параметров 20-30%. иси.ном ~9 В. Приводим также ответы автора на вопросы по статье В. П. Матюшкина"Физиологическое регулирование тембра" (см. ниже)

- Какую функциональную зависимость должен иметь переменный резистор R15 (рис.4,а)?

Ответ: Лучше использовать переменные резисторы R14, R15 с линейной характеристикой регулирования.

- Какие схемы предварительного усилителя, регуляторов громкости и стереобаланса применил автор?

Ответ: Можно использовать любые схемы этих устройств.

- Являются ли кривые на графике рис.4,б в высокочастотной области продолжением кривых в низкочастотной (кривые 0, 1, 2)?

Ответ: Высокочастотные части АЧХ на рис.4,б показаны при различных положениях движка R15 для иллюстрации их характерной формы. Вид их при f>>1 кГц практически не зависит от положения переключателя SA1. Другими словами, регулировки тембра НЧ и ВЧ не зависят друг от друга, как в обычных регуляторах тембра.

Анализ писем радиолюбителей, откликнувшихся на статью , позволил придти к следующим выводам. Во первых (и это естественно), все высказываются за создание простых в схемотехническом отношении усилителей мощности 3Ч (УМЗЧ); во-вторых, чем проще схема усилителя, тем менее подготовленные радиолюбители берутся за его сборку; в-третьих, даже опытные конструкторы нередко игнорируют известные правила монтажа, что приводит к неудачам при повторении УМЗЧ на современной элементной базе.

Исходя из сказанного, был разработан УМЗЧ (см. рис. 1) на базе усилителей, описанных в .

Его основные особенности - использование ОУ в малосигнальном режиме (как и в усилителе, описанном в ), что расширяет полосу частот сигналов, воспроизводимых без превышения скорости нарастания выходного напряжения ОУ ; транзисторов выходного каскада - в схеме ОЭ, а предоконечного - с разделенной нагрузкой в цепях эмиттеров и коллекторов. Последнее, кроме очевидного конструктивного преимущества - возможности размещения всех четырех транзисторов на общем теплоотводе, дает определенные преимущества по сравнению с выходным каскадом, в котором транзисторы включены по схеме OK .

Основные технические характеристики УМЗЧ :
Номинальный диапазон частот при неравномерности АЧХ 2 дБ, Гц... 20...20 000
Номинальная (максимальная) выходная мощность, Вт, на нагрузке сопротивлением, Ом:
4 ... 30(42)
8 ... 15(21)
Коэффициент гармоник при номинальной мощности, %, не более, в номинальном диапазоне частот... 0,01
Номинальное (максимальное) входное напряжение, В... 0,8(1)
Входное сопротивление, кОм... 47
Выходное сопротивление, Ом, не более... 0,03
Относительный уровень шума и фона, дБ, не более... -86
Амплитуда всплесков выходного напряжения при включении и выключении УМЗЧ, В, не более... 0,1

ОУ DA1 питается через тран-зисторы VT1 и VT2, которые снижают напряжения питания до требуемых значений. Токи покоя транзисторов создают падения напряжения на резисторах R8 и R9, достаточные для обеспечения необходимого напряжения смещения на базах транзисторов VT3, VT4 и VT5, VT6. При этом напряжения смещения для транзисторов оконечного каскада выбраны такими (0,35...0,4 В), чтобы они оставались надежно закрытыми при повышении напряжения питания на 10...15 % и перегреве на 60...80 °С. Снимаются они с резисторов R12, R13, которые одновременно стабилизируют режим работы транзисторов предоконечного каскада и создают местные ООС по току.
Соотношение между сопротивлениями резисторов R11 и R4 цепи ООС выбрано из условия получения номинального входного напряжения, равного 0,8 В. Включение цепей внешней коррекции и балансировки ОУ для простоты на схеме не показано (об этом будет сказано в разделе, посвященном налаживанию усилителя).

ФНЧ R3C2 и ФВЧ C3R10 с частотами среза в области 60 кГц предотвращают работу сравнительно низкочастотных транзисторов VT3-VT6 на более высоких частотах во избежание их пробоя. Конденсаторы С4, С5 корректируют ФЧХ предоконечного и оконечного каскадов, предотвращая их самовозбуждение при неудачном монтаже.
Катушка L1 повышает стабильность работы УМЗЧ при значительной емкостной нагрузке.
УМЗЧ питается от нестабилизированного выпрямителя. Он может быть общим для обоих каналов стереоусилителя, однако в этом случае емкость конденсаторов фильтра С8 и С9 необходимо увеличить вдвое, а диаметр провода вторичной обмотки трансформатора Т1 -в 1,5 раза. Предохранители включают в цепи питания каждого из усилителей.
Конструкция УМЗЧ может быть различной, однако некоторые конструктивные особенности, от которых зависит успех его повторения, должны быть обязательно учтены.

Чертеж печатной платы и размещение деталей одного канала УМЗЧ приведены на рис. 2

Длина выводов деталей должна быть не более 7... 10 мм (для удобства монтажа выводы ОУ DA1 укорачивают примерно до 15 мм). В УМЗЧ необходимо использовать керамические конденсаторы с номинальным напряжением не менее 50 В. Плату можно закрепить на теплоотводе транзисторов оконечного каскада с помощью стоек высотой 15...20 мм или в непосредственной близости от него, применив для соединения оконечного каскада с предоконечным какой-либо разъемный соединитель, например МРН-22 (гнезда и штыри соединителя включают в точках 1-5). В последнем случае сопротивление резисторов R12 и R13 следует выбрать равным 43... 47 Ом, а на розетке соединителя с подключенными к ней транзисторами VT5, VT6 установить резисторы такого же сопротивления R12" и R13" (это предотвратит выход из строя транзисторов при потере контакта в соединителе). Длина проводников между платой и транзисторами оконечного каскада должна быть не более 100 мм.

Кроме указанного на схеме, в УМЗЧ можно применить ОУ К140УД6Б, К140УД7А, К544УД1А, однако коэффициент гармоник на частотах выше 5 кГц возрастет в этом случае примерно до 0,3 %.

Транзисторы предоконечного каскада располагают на теплоотводе, согнутом из пластины размерами 70Х35ХЗ мм (без учета лапки с отверстием диаметром 2,2 мм) из алюминиевого сплава, которую одним винтом М2Х8 с гайкой крепят к плате для предотвращения обрыва выводов транзисторов при случайных механических воздействиях.

Транзисторы оконечного каскада можно расположить как на общем для каждого канала УМЗЧ теплоотводе, так и на теплоотводе, общем для обоих каналов. В первом случае их закрепляют на теплоотводе и изолируют последний от корпуса УМЗЧ, во втором - изолируют транзисторы, а теплоотвод может представлять собой конструктивный элемент корпуса усилителя. Для уменьшения теплового сопротивления корпус транзистора - теплоотвод необходимо использовать теплопроводную пасту. При использовании отдельных (для каждого канала) теплоотводов можно применять транзисторы в пластмассовом корпусе, которые из-за малой площади металлических оснований могут перегреваться при плохом выполнении прокладок или неплотном тепловом контакте с теплоотводом и чрезмерном количестве пасты в зазоре. На общем для обоих каналов теплоотводе целесообразно устанавливать транзисторы в металлическом корпусе. Площадь теплоотвода в расчете на один транзистор должна быть не менее 500 см2.

Большое значение имеет монтаж УМЗЧ, соединение его каналов с источником питания. Провода питания (+22 В, -22 В и общий) должны быть возможно более короткими (к каждому каналу они должны быть проложены отдельно) и достаточно большого сечения (при максимальной мощности 42 Вт-не менее 1,5 мм2). Проводами такого же сечения должны быть подключены акустические системы, а также цепи эмиттеров и коллекторов транзисторов оконечного каскада к плате УМЗЧ.

Налаживают УМЗЧ при отключенном оконечном каскаде. Если для соединения частей УМЗЧ применен разъемный соединитель, удобно воспользоваться технологической розеткой, к которой подсоединены только провода питания и выход генератора сигналов 3Ч. При, непосредственном соединении оконечных транзисторов с платой УМЗЧ достаточно удалить перемычки из припоя с печатных проводников цепей их баз и временно припаять последние к выводам эмиттеров.

Для балансировки ОУ DA1 (если в этом возникнет необходимость) на плате предусмотрены отверстия под подстроенный и постоянные резисторы или проволочные перемычки для соединения выводов микросхемы в соответствии со схемой балансировки для конкретного типа. Например, для балансировки ОУ К544УД2 его выводы 1 и 8 через резистор сопротивлением 62 кОм соединяют с выводом движка и одним из выводов резистивного элемента подстроенного резистора сопротивлением 22 кОм. Свободный вывод этого резистора соединяют проволочной перемычкой с выводом 7 ОУ, а через резистор сопротивлением 75 кОм "- с выводом 5 (на рис. 2 эти элементы показаны штриховыми линиями). При использовании ОУ К544УД1 его вывод 1 через резистор сопротивлением 4.3 кОм соединяют с выводами подстроенного резистора сопротивлением 1,5 кОм. Его свободный вывод подключают к выводу 8 ОУ через резистор сопротивлением 5,1 кОм, а к выводу 7 - проволочной перемычкой. Для балансировки ОУ К140УД6 и К140УД7 используют резисторы тех же номиналов, но свободный вывод подстроечного резистора соединяют через постоянный резистор с выводом 5, а перемычкой - с выводом 4 ОУ. Впрочем, балансировка может и не понадобиться, поэтому эти детали устанавливают только при необходимости.
Налаживание начинают с того, что вход усилителя замыкают накоротко, к выходу подсоединяют осциллограф, включенный в режим максимальной чувствительности, и кратковременно подают питание. Если на выходе нет переменного напряжения, т. е. самовозбуждение отсутствует, измеряют режим работы транзисторов VT3, VT4 и ОУ DA1 по постоянному току. Напряжения питания ОУ должны лежать в пределах +13,5...14 и -13,5...14 В и быть примерно одинаковыми (отклонение допустимо в пределах 0,2...0,3 В). Падения напряжения на резисторах R12 и R13 должны быть равны 0,35...0,4 В. Если же они значительно (более чем на 10 %) отличаются от указанной величины, необходимо подобрать резисторы R8, R9, следя за тем, чтобы их новые сопротивления оставались одинаковыми. Заменяют резисторы при выключенном питании УМЗЧ. Ориентировочное сопротивление резисторов для ОУ К544УД2А указано на схеме. При использовании ОУ К544УД1А и К140УД6 за исходное следует выбрать их сопротивление 680 Ом, а при использовании К140УД7 - 560 Ом.

Подобрав резисторы R8, R9, измеряют постоянное напряжение на выходе УМЗЧ и, если оно превышает 20... 30 мВ, балансируют ОУ DA1. Затем подсоединяют базы транзисторов VT5, VT6 к эмиттерам VT3, VT4 и, кратковременно включив питание, убеждаются, что и в таком виде УМЗЧ не самовозбуждается. Напряжение шумов и фона переменного тока при замкнутом накоротко входе не должно превышать 1 мВ.
Далее к выходу УМЗЧ подключают резистор сопротивлением 16 Ом с мощностью-рассеяния 10...15 Вт, размыкают вход УМЗЧ, подключают к нему настроенный на частоту 1 кГц генератор и, постепенно увеличивая его сигнал до получения на нагрузке напряжения 13,5...14 В, проверяют симметричность ограничения положительных и отрицательных полуволн синусоиды.

Минимального (в указанных пределах) постоянного напряжения на выходе усилителя добиваются при необходимости окончательной балансировкой ОУ DA1. После этого можно приступить к измерению основных характеристик УМЗЧ, нагрузив его номинальной нагрузкой - резистором сопротивлением 4 или 8 Ом. Более подробно особенности налаживания УМЗЧ такого типа описаны в [З].

Следует, однако, учесть, что попытка наладить, а тем более точно оценить параметры УМЗЧ, собранного без соблюдения указанных выше правил монтажа, не установив его на предназначенное для него место и не питая его от собственного блока питания, не только не даст желаемого результата, но и может привести к выходу из строя транзисторов выходного каскада. К налаживанию УМЗЧ и измерению его характеристик следует приступать только после полного завершения его конструкции. Простота усилителя только кажущаяся. Не следует забывать, что в составе как ОУ DA1, так и УМЗЧ в целом применены транзисторы с максимальными частотами генерации 100...300 МГц, причем в выходных каскадах - со значительными емкостями переходов, которые способны привести к самовозбуждению даже при кажущемся отсутствии цепей обратной связи и нагрузок достаточной величины. Незначительная индуктивность провода цепи эмиттера, параллельное расположение на значительной длине проводов цепей базы и коллектора могут стать причиной самовозбуждения на высоких частотах, что крайне опасно для транзисторов оконечного и предоконечного каскадов. (Впрочем, это справедливо не только для описываемого устройства, но и для УМЗЧ, собранного по любой другой схеме.)

Характеристики УМЗЧ измеряют по общеизвестным методикам с использованием соответствующей измерительной аппаратуры. Для измерения отдельных параметров, значения которых лежат за пределами возможностей серийных измерительных приборов (например, малых нелинейных искажений), можно пользоваться методиками, опубликованными в журнале «Радио» (см., например, ).

При измерении коэффициента гармоник и относительного уровня шумов и помех следует помнить о возможных наводках со стороны питающей сети, теле- и радиопередатчиков, телевизоров и других радиоприборов из-за плохой экранировки соединительных проводов, входа УМЗЧ и чувствительных измерительных приборов, а также при отсутствии соединения их незаземленных корпусов друг с другом. Иногда достаточно переставить в розетке вилку кабеля питания одного из приборов или УМЗЧ, чтобы получить неверный результат. Кстати, не следует пользоваться известным из старой радиолюбительской практики способом проверки УМЗЧ прикосновением пальца к его входной цепи. Это может привести к такому уровню высокочастотных наводок, что выходные транзисторы выйдут из строя.

Рассмотренная схема может быть взята за основу при создании УМЗЧ с различной выходной мощностью. Для этого надо лишь изменить ряд элементов УМЗЧ и блока питания. Некоторые рекомендации по этому поводу можно почерпнуть из таблицы. При постройке УМЗЧ с выходной мощностью примерно 25 Вт часть элементов можно исключить (см. рис. 3).

Как видно, вместо резистора в цепи неинвертируюшего входа ОУ DA1, соединенного с общим проводом, здесь применен делитель из резисторов R1-R3, что позволило отказаться от среднего вывода вторичной обмотки сетевого трансформатора Т1. Это позволяет использовать трансформаторы с напряжением вторичной обмотки 24...28 В и обеспечивает защиту акустической системы от выхода из строя при пробое одного из транзисторов оконечного каскада.

УМЗЧ по схеме на рис. 3 можно смонтировать на той же печатной плате (см. рис. 4). В этом случае отверстия под выводы резисторов R2, R5-R7 оставляют свободными, резисторы R8 и R9 впаивают непосредственно в цепи питания ОУ DA1, для чего в отверстия под выводы эмиттеров и коллекторов транзисторов VT1, VT2 устанавливают проволочные перемычки. При выходной мощности менее 25 Вт в оконечном каскаде можно применять транзисторы серий КТ805 и КТ837 с любыми буквенными индексами.

Налаживание УМЗЧ по схеме рис. 3 не отличается от описанного выше.

Список радиоэлементов